UNIVERZITET U BEOGRADU ELEKTROTEHNICKI FAKULTET U BEOGRADU Djordje Stojic DIREKTNO UPRA VLJANJE ASINHRONIM MOTOROM DOKTORSKA DISERTACIJA Beograd, 2004. УНИВЕРЗИТЕТСКА БИБЈIИОТЕКА : Јr:~::\~Ъ~~.2 UNIVERZITET U BEOGRADU ELEKTROTEHNICKI FAKULTET U BEOGRADU DIREKTNO UPRA VLJANJE ASINHRONIM MOTOROM DOKTORSKA DISERTACIJA Mentor: Kandidat: dr Slobodan Vukosavic mr Dorde Stojic Beograd, 2004. Докторска дисертација под насловом "Директно управљаље асинхроним мотором" кандидата Мр Ђорђа Стојића одбраљена је 22.12.2004. на Електротехничком факултету у Београду. Чланови комисије су: Др Слободан Вукосавић, ред. проф. Др Бранко Ковачевић, ред. проф. Др Драган Петровић, ред. проф. Др Владан Вучковић, ред. проф. у пензији Др Борислав Јефтенић, ван. проф. ДИРЕКТНО УПР АВЉАЊЕ АСИНХРОНИМ МОТО РОМ Кратак садржај-У оквиру тезе приказана је нова структура за управљање асихнроним мотором на принципу акцелерације поља. Момент мотора је контролисан варијацијама брзине ротације вектора статорског флукса. Статорски флукс је контролисан употребом feed-forward структуре, где се референца статорског флукса мења у засвисности од режима рада мотора на начин који обезбеђује константну амплитуду роторског флукса мотора у свим режимима рада. Имплементирана регулација обезбеђује брз одзив момента, ниску валовитост регулисаних величина и рад погона са константном комутационом фреквенцијом. У оквиру тезе, примењен је унапређени алгоритам за естимацију вреднос:FЈ;I статорског и роторског флукса, који обезбеђује стабилан рад погона у свим режимима рада, укључујући и опсег ниских брзина. Погон је испитан кроз низ експерименталних тестова, који потврђују да је постигнут задовољавајући ниво перформанси алгоритма у свим режимима рада. DIRECT CONTROL OF INDUCТION MOTOR Abstract--A novel coпtrol strategy for the induction motor drive, based on the field acceleration method, is presented. The torque is controlled through variations of the stator flux angular velocity. The stator flux is controlled Ьу using а feed-forward' control scheme, with the stator flux reference vector adjusted so as to obtain the fixed rotor flux amplitude. The applied controller assures а fast torque response, low torque ripple in the steady state, and drive operation with а constant switching Пequency. The algorithm includes the improved stator and rotor flux estimation that guarantees the staЬie drive operation in all operating conditions, even at low speeds. The experimental tests verify the performance of the proposed algorithm, proving that а good behavior of the drive is achieved in the transient and steady state operating conditions. ПРЯМОЕ УПР АВЛЕНИЕ АСИНХРНОIШЫМ ДВИГ АТЕЛЕМ Zahvaljujeш se шentoru ргоf. Slobodaпu Vukosavicu na рошосi i sugestijaшa koji su dopгineli sadгzaju rada i celovitosti гezultata. Takode, zahvaljujeш se kolegaшa iz Elektгotehпickog iпstituta "Nikola Tesla" па saradnji tokoш laboгat01ijskih ispitivaпja. SA DR ZA J 1. Uvod .......... .................................. .. .. .. ............. .. ......................... ... ...................... 1 1.1. Prcgled strucne literature ................................... .. ............................. 3 1.2. Kratak sadrzaj i organizacij а rada ................................................. 15 2. Vektorski model asinhronog motora ............................................................ 19 2.1. Varijacije vrednosti parametara modela motora .......................... 24 2.2. Modelovanje ostalih komponenti pogona ....................................... 25 3. Prikaz reprezentativnih SFVC algoritama za upravljanje asihnronim motorom ..................................................................................... 28 4. Struktura predlozenog algoritma za dit·ektno upravljanje asinhnonim motorom ..................................................................................... 38 4.1. Struktura regulatora statorskog fluksa asiпhroпog motora .......... 42 4.2. Algoritam za proracun refereпce statorskog fluksa ...................... .46 4.3. Estimacija treпutne vredпosti vektora statorskog i rotorskog fluksa ................................................................................. 50 4.3.1 . Diпamicke karakteristike estimatora treпutne vredпosti vektora statorskog i rotorskog fluksa ................. 53 4.4. Kompeпzacija пeliпearпih karakteristika napoпskog iпvertora .... 56 4.5. Aпaliza diпamickih karakteristika regulatora statorskog fluksa .... 59 4.5.1 Podesavaпje vredпosti paremetra regulatora statorskog fluksa ..................................................................... 61 4.5.2 Uticaj brziп e obrtaпja rotora па diпamicke karakteristika regulatora statorskog fluksa ................................................. 63 4.5.3. Uticaj statorske otporпosti па diпamicke karakteristika regulatora statorskog fluksa .............. ................................... 65 4.5.4. Uticaj varijacija iпduktivпosti motora па diпamicke karakteristike regulatora statorskog fluksa ........ .. ............ 68 4.5.5. Uticaj rotorske otporпosti па diпamicke karakteristika regulatora statorskog fluks a ........................... ... ................. .. 70 4.6. Algoritam za r egulaciju momeпta a siпhroпog motora .... .. .. .. ...... 71 4.7. Ogranicavac regulatora momenta АМ ............................................... 94 4.7.3. Regulator momenta АМ sa promenlj ivim Iimitom ............ 96 4.7.4. Regulator momenta АМ sa fiksnim limitom ....................... 98 4.8. Algoritam s laЬI.i enja polj a ................................................................... 99 4.9. Regulacija brzine motora ...... .. .. ...................................................... 106 4.9.1 . Projektovanje brzinskog servopogona sa kaskadnim regulatorom ................................................... 107 4.9.2. Estimacija brzine obrtanja rotora ...................................... 116 4.9.3. Struktura sensorless brzinskog servopogona ..................... 119 5. Pregledni prikaz procedure podesavanja vrednosti parametara regulatora ..................................................................................................... 124 5.1. Podesavanje propocionalnog dejstva regulatora fluksa .................. 125 5.2. Podesavanje vrednosti pojacanja estimatora fluksa ....................... 125 5.3. Podesavanje vrednosti parametara regulatora momenta ............... 126 5.4. Podesavanje vrednosti ostalih parametara u okviru algoritma za upravljanje momentom АМ ................................ .............................. 127 5.5. Podesavanje vrednosti parametara regulatora brzine .................... 128 6. Eksperimentalna provera performansi pogona ........................................ 129 6.1. Ispitivanje dinamickih karakteristika regulatora fluksa ................ 131 6.2. Ispitivanje statickih i dinamickiћ karakteristika regulatora momenta ....................................................... .. .............................. ....... 135 6.3. Ispitivanje statickih i dinamickiћ karakteristika brzinskog servopogona sa povratnom spregom zatvorenom ро merenoj vrednosti rotorske brzine ............................. ........... ...................... .. ... 141 6.4. lspitivanje statickiћ i dinamickiћ karakteristika brzinskog servopogona sa povratnom spregom uspostavljenom ро estimiranoj vrednosti rotorske brzine ............................................... 143 7. Zakljucak ................................ .. .. ........................... ....................................... 149 8. Literatura ....................... ... ........................... ................................ ................ 153 9. Dodatak ......................................... ..... ... ..... .. .. .......... .. ... ........ ......... ............... 161 R, R, R,. Lts. Las L,,., Las Lnu· L"". м (),. Vcfqs i.c!qs lDQ .Yfдqs JJ[DQ LISTA KORISCENIН SJMBOLA statoгska otpornost estimiгana vrednost statoгske otpornosti rotoгska otpornost statorska rasipna induktivnost rotoгska гasipna induktivnost statoгska induktovnost magnecenja rotoгska induktivnost magnecenja induktivnost magnecenja u rotacionom koordinatnom sistemu ugao rotora rotorska ugaona brzina ugao referentnog rotacionog koordinatnog sistema ugaona brzina refeгetnog rotacionog koordinantog sistema komponenta а statorskog napona komponenta Ь statorskog napona komponenta с statorskog napona komponenta а statoгske struje komponeпta Ь statoгske struje kompoпeпta с statoгske struje komponeпta а rotoгske struje komponenta Ь rotorske struje komponeпta с гotorske struje kompoпenta q statoгskog napona komponenta d statoгskog nарова komponenta q statoгske struje komponeпta d statoгske struje komponenta q rotoгske st111je kompoпenta d гotoгske struje kompoпeпta q statoгskog fluksa kompoпeпta d statoгskog fluksa komponeпta q гotoгskog fluksa komponenta d гotoгskog fluksa ugao vektoгa rotoгskog fluksa u odпosu na а osu ugaoпa Ьгziпа vektoгa гotoгskog fluksa ugao геfегепtпоg vektoгa rotoгskog fluksa u odnosu na а osu ugaona Ьгziпа гefeгentпog vektora гotorskog fluksa vektoг statoгskog nаропа u rotacioпom dq sistemu vektoг statorske st111je u гotacionom dq sistemu vektoг гotoгske stt11je u гotacioпom dq sistemu vektoг statorskog fluksa u гotacioпom dq sistemu vektor гotorskog fluksa u rotacioпom dq sistemu 1!.сх{1 Lcx{Зs Lсх{Зг JILcxfЗs ]Ј{.схfЗг Lfqs . J/Ldqs . J/LDQ . Lcxj1 . Lcx{J; . W,- Te Ј: ...--.. J/Laqs ~ Ji2cxf3s Јi!.сх{Зг UJ,- Kp Кп. Кп Кш, Kw? К е G Ts t,. {s те Tw z'' dq аЬс а {З vektoг statoгskog napona u stacionamom ех~ sistemu vektoг statoгske struje u stacionaпюm ех~ sistemu vektoг гotoгske struje u stacionamom ех~ sistemи vektoг statoгskog flиksa и stac ioпamom ех~ sistemu vektoг гotoгskog fluksa u stacioпamom ех~ sisteшu гefereпtni vektor statoгske struje u гotacioпom dq sistemu referentni vektor statorskog fluksa и гotacionom dq sistemu referetni vektor rotorskog fluksa u гotacioпom dq sistemu referetni vektor statorskog napona u stacionamom ех~ sistemu referetni vektor statoгske struje u stacionaпюm ех~ sistemu referenca гotorske brzine moment asinhronog motora estimirani momeпt asiпhгonog motoгa estimiгani vektor statoгskog fluksa u rotacionom dq sistemu estimiгani vektor rotorskog fluksa u rotacionom dq sistemu estimirani vektor statorskog fluksa u stacioпamom ех~ sistemu estimirani vektor rotorskog fluksa u stacionamom ех~ sistemu estimiraпa vrednost rotorske brziпe propoгcionalno dejstvo гegulatora statorskog fluksa parametri regulatora momeпta parameћi regulatora bгzine ekvivaleпtпo pojacanje pogonskog dela sistema pojacanje estimatora statoгskog fluksa perioda odabiraпja vreme uspoпa vгeme smiгenJa dominaпtпa vгemeпska konstaпta vremeпska koпstanta filtгa estimiгane brziпe domiпaпtпi pol sistema ozпaka гotacioпog kooгdiпatпog sistema ozпaka stacioпaгпog tгofazпog koordiпatпog sistema ozпaka stacioпaпюg dvofazпog kooгdiпatпog sistema Ј . Dil-ektno upm vljanje asinhгon im тоtогот 1. UVOD Predшet naиcne rasprave и tezi је razvoj novog algoritшa za иpravljanje flиksoш, шошеntош i brzinoш asinhronog шotora (АМ) bez davaca brzine i pozicije. Razvoj algoritшa zasnovan је na poboljasanjи postojecih resenja и oЫasti direktne kontrole шошеntа АМ, kao i na razvojи novih resenja koja роsеdији prednosti и pogiedи prakticne iшpleшentacije. Zbog svojih robиsnih konstrukcionih i eksploatacionih karakteristika asinhroni шotori zаиziшаји znacajno шesto и savreшenoj indиstriji, kao poиzdan izvrsni organ. Priшena asiпhronog шotora obиhvata sisteшe vисе, neregиlisane роgопе kao i aиtoшatizovaпe indиstrijske sisteшe koji zahtevajи regиlacijи brzine ili pozicije АМ. U zavisпosti od priшene, srecи se pogoпi asiпhroпog шotora razlicitih пivoa slozenosti - pocev od trofaznih pokretaca, do razlicitih tipova pogona sa proшenljivoш исеstапоsси i aшplitudoш пароnа парајаnја шotora. Pogoni sa proшeпljivoш исеstапоsси парајапја asinhroпog шotora pokrivajи sirok spektar рriшепа и iпdиstriji i transportи . Razvoj роgопа kгесе se и ргаvси realizacije иpravljackih algoritaшa koj i ошоgисаvаји raspregпиto иpravljaпje fluksoш i шошеntош шоtога. Realizacija raspregпute koпtrole oшogucava tаспи i brzи regulaciju svih proшeпljivih staпja koje иcestvиju u шehaпizшu geпeгisanja pokretackog шошепtа шotora. Na taj пасiп tezi se realizaciji algoritшa koji oшogucava роtрипи koпtrolи, slicпo klasicniш роgопiша za иpravljaпje јеdпоsшегпiш шоtоrош . Realizacija raspregпиte koпtrole шошепtа i flиksa razvijala se и vise razlicitih pravaca, koji se шоgи klasifikovati и dve оsпоvпе grиpe algoritaшa: algoritшi za vektorsko upravljaпje АМ i algoritшi za direktпu koпtrolи шошепtа . Algoritшi za vektorsko иpravljaпje АМ пајсеsсе se zasпivajи па strијпош шоdеlи шotora i podrazшnevaju kaskadпи strиkturи , sa regulatoriшa statorske strиje шotora kao оsпоvош koпture upravljaпja . Na taj пасiп realizovaпa је posredпa regulacija flиksa i шошепtа АМ , sto se пegativпo odrazava па diпaшiku upravljaпja . Takode, posredпo upravljaпje fluksoш i шошепtош odrazava se i па tacпost regulacije. Naiшe, опо zahteva ргесizпо роzпаvапје vredпos ti рагашеtаrа шodela роgопа , sto se пај сеsсе ogleda u zahtevu za 2 Ј. Uvod povecanjem broja senzora и pogonи ili и роvесапји procesorske moci koriscene иpravljacke elektronike. Ipak, vecina savremeпih роgопа sa АМ visokih performaпsi zasпiva se па algoritmи vektorske koпtrole, koji predstavljajи ро!аzпи tackи za dalja иsavrsavaпja i ипарrеdепја algoritama иpravljanja АМ. Otиda, nedostatci klasicnih realizacija роgопа zasnovanih па iпdirektnoj vektorskoj koпtroli (IFOC, Indiгect Field OJ-iented Сопtго[) АМ defiпisu smernice za razvoj novih metoda иpravljaпja asiпhroпim motorom. Pomenиti nedostatci IFOC algoritama sи: иpotreba seпzora pozicije rotora; kaskadпa struktura, koja podrazиmeva realizacijи regиlatora statorske strиje; posredпo иpravljanje flиksom i шошепtош АМ; smanjeпa tacпost reglacije flиksa i шошепtа; smапјепа brzina regиlacije flиksa i momenta; i realizacija regиlatora и rotacionom koordiпatnom sistemи, sto podrazиmeva vеси рrосеsпи шос иpravljacke elektronike. Potreba za primenom davaca brzine i pozicije rotora predstavlja znacajaп nedostatak, s obzirom na staпdardпe eksploatacione иslove pogona АМ. Naime, asinhroni motori se najcesce koriste и iпdиstrijskim okruzenjima koja podrazиmevajи hemijski agresivne sredine, sa visokim пivoom vlage i sa velikim varijacijama radпih temperatura. Takvi иslovi fizickog okrиzenja nepodobпi sи za trajпi i poиzdani rad savremenih davaca pozicije, sto роgопе АМ cini manje robиsnim i шапје isplativiш za иpotrebu. Alogritmi zasnovaпi na vektorskoj koпtroli razvijajи se и pravcи koji пе zahte\'a koriscenje senzora pozicije, сiше sи znacajno povecani гоЬиsпоst i vek trajanja роgопа. Ipak, kaskadпa strиktura sa posredпom regиlacijom шошепtа i flиksa шotora postavlja strиkturalпa ograпicenja IFOC koncepta koпtrole, cije otklaпjaпje zahteva razvoj novih strиktura иpravljanja asiпhroпim шоtогош. Drugi ргаvас и razvojи algoritaшa za иpravljanje АМ cine algoгitmi za diгektпи kontrolи momeпta АМ. Ova vrsta algoritama pocela је iпtenzivno da se razvija tek и Ьlizoj proslosti, kao pokиsaj da se impleшentacijom alternativnih strиktura иcine kvalitativna poboljsaпja и odnosu na algoritme sa vektorskim иpravljaпjem. Generalпo, и njima se izborom adekvatnog naponskog vektora vгsi direktna, raspregпиta koпtrola flиksom i шomentoш motora. Na taj пacin, оstvагији se kvalitativni рошасi и regulaciji АМ : veliki propusni opseg regulacije fluksa i momenta; rad и stacionamom koordinantom sisteшu; visoke perfoгшanse pogona bez potrebe za koriscenjem mikroprocesora visoke procesorske moci; regиlacija fluksa i momeпta bez davaca pozicije па osovini motora; precizna kontrola flиksa i momenta и svim rezimima rada, иkljucujuci i opsege niskiЬ brziпa kao i brzina zпаtпо vecih od nomiпalne. Pored poteпcijalпih prednosti, algoritmi za direktпu kontrolu momeпta imaju i kaгakteristicпe пedostatke: histerezisпi algoгitmi rade sa promeпljivom ucestanoscu pгekidaпja i sa visokim пivoom valovitosti flнksa i valovitosti momeпta ll stacioпamom staпju ; 3 Ј. DiJ'ektno upravljanje asinhгonim тоtогот postojeci algoritmi sa fiksnom ucestanoscu prekidanja su osetljivi u odnosu na nelinearna izoЫicenja napona invertora, koja se ogledajи u nestabilnom radи pogona na niskim ucestanostima polj a; stabilпost algoritama sa fiksnom ucestanoscu prekidanja uslovljeпa је varijacijama vrednosti parametara motora. Resavanje navedenih proЬlema, u praksi , najcesce dovodi do razvoja numericki intenzivnih algoritama, u kojimaje robusnost rada роgопа роvесапа primeпom kompleksnijeg upravljackog algoritma. Otuda, razvoj algoritama sa direktnom koпtrolom momenta ostavlja prostor za razvoj novih struktura, koje bi omogucile robustan i stabilan rad u svim rezimima rada pogona, u uslovima varijacija vrednosti parametara modela motora, i u uslovima koгiscenja staпdardnih izvrsnil1 orgaпa i seпzora sa uobicajenim ogranicenjima i пeidealпostima. U okviru teze uciпjen је pokusaj da se razvije struktura sa zahtevanim osobinama. U sledecem poglavyu dat је pregled stanja oЫasti pogona za upravljanje АМ u strucnoj literaturi. 1.1. Pregled strucne Ziteratru·e Projektovanje algoritama za upravljanje asiпhroпim motorom bez davaca па vratilu predstavlja siroku oЫast istrazivanja, ciji rezultati priшenu nalazi u razlicitim industrijskim роgопiша. Uslovi iпdиstrijske ргiшеnе postavljajи zahteve о valjaпosti estiшacije brzine, tacnosti regulacije mошепtа, stabilпosti i tacnosti algoritшa u uslovima vaгijacija vгedпosti parametaгa АМ, kao i и svim mogucim гadпim reziшima роgопа. Shodпo zaЬteviшa koje definisu uslovi eksploatacije, шоgисе је odгediti sledece gгире ргоЫеша koje је neoplюdпo гesiti prilikoш projektovanja роgопа bez davaca na osoviпi: (i) estimacija i гegиlacija tгеnиtпе vгednosti fluksa, (ii) estimacija i гegиlacija tгепиtпе vгednosti mошепtа i гotorske bгzine, (iii) povecanje Ьгziпе odziva moшenta i flиksa, (iv) шаlа gгeska гegиlacije шошеntа i flиksa и svim гadnim гezimiшa, i (v) smanjenje osetljivosti algoгitaшa и odnosu na пelinearna i zoЫiceпja statoгskog napona i и odnosи па vaгijacije vгednosti рагашеtага роgопа. U пastavkи poglavlja dat је prikaz osnovпiЬ pristupa resavanjи ргоЫеmа vezanih za realizaciju pogona АМ bez davaca na osovini . Estiшacija trenutпe vгednosti statoгskog fluksa ргоЫеш је koji se u strucпoj literaturi гesava па vise пасiпа. Kaгakteгisticпa гesenja s и: (i) iпtegracijom signala statoгske koпtraelektromotorne sile, (ii) koгisceпjem opserveгa staпja аsiпЬгопоg motora. Pгincip estimacije statorskog flиksa korisceпjem iпtegгala koпtraelektгomotorne sile (EMF) detaljпo је opisaп u radoviшa [А l] i [А2] . Estimacija statoгskog fluksa iпtegгacijom EMF siroko је pr i l1vaceпa и strucпoj literatшi i praksi, pгevaslюdno zato sto 4 Ј. Uvod zahteva pozпavanje samo jedпog parametra АМ - statorske otpoшosti . ProЬ!em koji se javlja u primeпi metode sastoji se u postojaпju ofseta integracije. Pojava jednosmeme komponente па izlazu integratora prouzrokovaпa је sledecim faktoгima: (i) neidealпosti integratora (koje posebno dolazi do izrazaja na niskim brzinama АМ, па kojima su vrednosti EMF veoma male), i (ii) neadekvatnim izborom pocetne vrednosti integrala. U radu [Al], ргоЬ!еm pojave ofseta integrala resen је tako sto је integгator zamenjen niskopropusnim filtrom cija se amplitudska i fazna karakteristika poklapaju sa karakteristikama integratora na ucestanostima iznad frekvencije propusnog opsega filtra. ProЬ!em se, u ovom slucaju, sastoji u postojanju greske estimacije statorskog fluksa na opsegu ucestanosti ispod propusnog opsega NF filtra. Takode, proЬ!em predstavlja dugo vreme iscezavanja jednosmeme komponente na izlazu NF filtra, posto је vreme odziva filtra obmuto proporcionalno njegovom propusnom opsegu. ProЬ!em brzine iscezavanja jednosmeme komponente postaje znacajan и АМ pogonima sa regиlisanim momentom, gde i male vrednosti ofseta estimirane vrednosti statorskog flиksa mogи izazvati visoki ripl momenta. U radu [ А2], data је strиktura modifikovanog integratora za zasicenjem u povratnoj sprezi. Prednost ovog resenja и odnosи па [А 1] sastoj i se и tome da је tacan na kompletnom opsegи radnih иcestaпosti, иkiјисијисi i rad na brzinama Ьliskim nuli . Мапа ovog resenja sastoji se и tome sto zahteva realizacijи adaptivnog optimizacionog algoritma za odredivanje granica limitera. Takode, и siucajи niskih radnih иcestanosti АМ, brziпa kompeпzacije ofseta iпtegratora је пedopиstivo mala. ProЬ!ematika estimacije trenutпe vrednosti statorskog flиksa mora da uzme u obzir i uticaj пeidelanosti kompoпenata pogona па tacпost i stabilпost estimacije. U radu [АЗ], datje deta~aп prikaz domiпaпtпih efekata koji imaju uticaja na gresku u estimaciji statorskog fluksa. U grири pomeпutih efekata spadaju: (i) izoЬ!iceпja izlazпog пароnа trofaznog iпvertoгa, proиzrokovaпa nesavrseпostima karakteristika prekidackih komponeпata ( efekat "mrtvog vremeпa" i efekat pada пар о па па prekidackim kompoпeпata); (ii) ofset i пeliпeama izoЬ!iceпja senzora statorskih stгија; (iii) пeidealпost digitalnog iпtegratora statorskog fluksa, koji izaziva ројаvи jedпosmemog ofseta estimirane velicine. Pored detaljne analize uticaja ovih efekata па tacnost stabilпost estimacije, и radи sи date i originalпe metode za njihovu kompenzaciju. Pored kombinovanih metoda kompeпzacije пeidealпosti iпvertora [АЗ], znacajпo mesto u strиcпoj literaturi posveceno је zasebnoj aпalizi efekta "mrtvog vremeпa" . IzoЬ!icenja statorskog nаропа izazvana njegovom pojavom od posebпog su znacaja u sensoгless pogoпima АМ bez regulatora statoгske struje, posto se u пjima sva пaponska izoЬ!iceпja direktпo prenose па talasпi oЬ!ik statorskih stгuja . U ovim pogoпima , uticaj napoпskih izoЬ!iceпja роsеЬпо dolazi do izrazaja ргi пiskim brzinama, па kojima su napoпska izoЬ!icenja samerljiva sa fundameпtalnom kompoпentom statorskog napona. Ukoliko se ne izvrsi adekvatпa kompenzacija efekta "mrtvog vremeпa", оп u sensoгless 5 Ј. Direktno upravljanje asinhгonim motorom pogoniшa bez regulatora struje izaziva nestabilni rad . U radu [А4] dat је opis klas icпe шetode za koшpeпzaciju efekta "шrtvog vremena", u kojoj је zпak estiшirane vredпosti пaponskog izobliceпja odredeп па osпovu zпaka struje, dok је aшplituda izobliceпj a proporcioпalпa trajanju "шrtvog vreшena" i vrednosti пароnа jednosmernog medukola iпvertora. Dodatni problem u realizaciji estimatora statorskog fluksa predstavUa cinjenica da vredпost statorske otpornosti varira tokom rada роgопа АМ, sa promeпom radпe temperature motora. Dinaшika proшene statorske otpornosti vеоша је spora, sto omogucava priшenu efikasпiЬ algoritaшa za estiшaciju trenutne vredпosti otpornosti. U radoviшa [А5]-[А 7] dat је prikaz tri razlicita pristupa probleшu estiшacije statorske otpornosti. U radu [А5] dat је prikaz шodifikovanog algoritшa za direktnu vektorsku kontrolu, koji oшogucava estimaciju statorske otpornosti i rotorske brzine koriscenjem strujпog i napoпskog modela АМ. Model motora definisaп је koriscenjem sisteшa difereпcijalnih jednacina u rotacioпoш koordiпatпom sisteшu, sinhroniш sa vektoroш rotorskog fluksa. Trenutпe vrednosti statorske otpornosti i rotorske brziпe estimiraju se miпimizacijoш greske strujпog шodela шotora u odnosu na naponski . Rad [А5] daje kvalitetne i jedпostavne algoritme estiшacije rotoгske brziпe i statorske otpornosti, te otuda pгedstavlja zпасајап doprinos teoriji sa stanovista koшbiпovane primene strujnog i пapoпskog шodela motora. Pored rada [А5] , zпасајап broj autora bavi se uпapredenjem algoritaшa u kojima se treпutпe vredпosti parametara proracunavaju na osпovu estimiraпiЬ proшeпljivih staпja modela шotora [ А8]-[ А 11]. Na osnovu algoritama za estimaciju promenljivih stanja АМ koji se baziraju па kombiпovaпju strujпih i паропskiЬ шodela шotora, razvUene su MRAS (Model Refeгence Adaptive System) metode bazirane па adaptivпim modelima пюtоrа, u kojima se proшenom vrednosti parametara modela шinimizuje greska estimacije. U radu [Аб] dat је prikaz klasicnog MRAS algoritma za estimaciju rotorske brziпe i statorske otpornosti АМ, realizovanog u stacioпarnom af3 koordiпatnom sistemu. Као referentni korisceп је пapoпski model, dok је kao adaptivпi korisceп strujпi шodel АМ. Metod estiшacije statorske otporпosti svodi se na definisaпje adaptivnog zakona рrошепе vredпosti paraшetra rotorske brziпe u strujnom modelu, u cilju шiпiшizacije kriterijuшske fuпkcije - greske izшedu naponskog i strujnog modela. Algoritam ргошеnе vгedпosti parametгa statorske otpornosti Ьгziпе projektovaп је tako da obezbeduje staЬilпost adaptivпog ргосеsа u svim гeziшima гаdа pogona, shodпo kгiterijuшu hipeгstaЬilnosti , defiпisanom u [В 1 ], univeгzalпom za sve MRAS algoritшe . Pгedlozeno reseпje pгedstavlja klasicnu MRAS гealizaciju, priшenjeпu na pгoblematiku гegulacije АМ. Problem vezan za MRAS гealizacije sastoji se u koшpleksпosti algoгitama i u guЬitku staЬilпosti гаdа pri maliш Ьrz : паша роgопа. Ipak, MRAS шetoda 6 Ј. Uvod predstavlja algoritam koji svojom dinamikom i strukturom ima minimalni uticaj na dinamiku osnovne konture upravljanja. Zbog toga је MRAS nasao znacajnu primenu u sensorless pogonima АМ, pogotovo u njihovim DFOC (Direct Field Oriented Contl'oТ) realizacijama [В2]-[В6]. Pored numerickih metoda za estimaciju \'rednosti parametara motora, u strucпoj literaturi srecu se i resenja u kojima se parametri (statorska otpomost, rasipпe induktivnosti, rotorska brziпa) odreduju eksitacijom motora specijalпim, najcesce visokofrekventпim, pobudпim sigпalima superpoпiraпim fundameпtalпoj kompoпeпti statorskog nарова. U radu [В7], dat је prikaz metode u kojoj se na osnovu amplitude treceg harmoпika u talasпom oЬ!iku statorskog парова estimira treпutnu vrednost amplitude rotorskog fluksa. U radu је analiticki pokazana veza izmedu vektora rotorskog fluksa i treceg harmoпika rotorskog fluksa, koji se indukuje zbog efekta zasicenja magnetnog kola motora. Predlozena metoda omogucava da se na osnovu izmerenih vredпosti statorskog пароnа estimira trenutna vrednost rotorskog fluksa, gde se estimiraпa vredпost fluksa koristi za implementaciju DFOC upravljackog algoritma. Pristup predlozen u [В7], zasnovan na detekciji visiЬ haпnoпika u promenljivama staпja motora izazvaпih efektima zasicenja magnetnog kola motora, srece se u znacajnom broju radova. Рогеd ideпtifikacioпih metoda zasпovaпil1пa efektima zasicenja magnetnog kola fundamentalnom kompoпeпtom fluksa, koriste se i metode u kojima se u komaпdпi sigпal injektuju visokofгekveпtпe test sekveпce [В8]. Detektovanjem odziva motora па visokofrekventпu komponentu u statorskom napoпu, moguce је odтediti polozaj vektora rotorskog fluksa. Napredak predlozeпe metode u odпosu prethodne ogleda se u mogucпosti detekcije polozaja rotora [В9]-[В 13] i u uslovima гаdа sa пultom ucestaпoscu polja. Nedostatak metoda zasпoYaпi!1 па iпjekciji test sigпala sastoji se u tome sto роvесапје tacпosti estimacUe amplitude i polozaja rotorskog fluksa zahteya роvесапје amplitude iпjektovaпog sigпala , sto dovodi do pojave talasnosti fluksa i momenta АМ. Pored algoritama za ideпtifikaciju statorskog fluksa iпtegracijom koпtraelektromotorne sile, u savremeпim АМ pogoпima primenu пalaze i opserveri statorskog fluksa baziraпi па strujпim modelima АМ. Оsпоvпа predпost strujпih u odпosu па паропskе modele sastoji se u efikasпom radu па пiskim brziпama АМ. Naime, пedostatak algoritama za upravljaпje АМ bez davaca па osoviпi , koji se baziraju па пapoпskim modelima motora, sastoj i se u losem radu па пiskim brziпama роgопа. То se desava zato sto па пiskim brziпama dolaze do izгazaja sledeci efekti : (i) estimacija statorskog fluksa baziraпa па пapoпskom modelu АМ па пiskim brzinama postaje пepouzdaпa zbog пiskog пivoa sigпala koпtraelektromotome sile u odnosu па aktivпi pad nаропа u statorskom kolu (razlozi za pojavu greske su пероzпаvапје tаспе vredпosti statorske otporпosti i пeidealnost iпtegratora, koji izaziya pojavu ofseta u estimiraпoj 7 Ј. Direktno upravljanje asinhronim motorom vrednosti fluksa); (ii) neidealnost naponskog invertora (izvori greske su efekti "шrtvog vreшena" i pada napona na prekidackiш koшponentaшa na vrednost statorskog napona АМ) . Alternativu algoritшiшa baziraniш na naponskiш шodeliшa predstavljaju strukture u kojiшa se koriste stгujni шodeli АМ. Priшena strujnih шodela za estiшaciju statorskog fluksa oшogucava rad estiшatora u sviш reziшiшa rada шotora . Nedostatak algoгitaшa baziraпih na strujпoш шodelu ogleda se u potrebi poznavaпja tacnih vredпosti prosirenog skupa paraшetara шodela asiпhronog шotora kao i potreba za koriscenjeш davaca па vratilu шotora. U radu [Cl] dat је detaljan prikaz projektovaпja koшpletпog opserveгa staпja шodela АМ, koriscenog za estiшaciju treпutnih vredпosti statoгskih flukseva i rotoгske brziпa АМ. Uz analizu opservabilпosti refereпtnog шodela, data је i siпteza рагашеtаrа opseгvera koji oшogucava stabilan rad estiшacije u siгokoш opsegu vrednosti proшenljivih stanja шotora. U radu [С2] dat је prikaz realizacije opseгvera statorskih flukseva АМ, sa priшenoш uproscenog algoritшa za podesavanje paraшetara opseгvera. Pored poшenutih, u strucnoj literaturi шoguce је naci veci broj radova koji estiшaciju trenutnih vrednosti proшenljivih stanja zasnivaju na koшpletniш opserveriшa stanja шodela АМ. Metode se razvijaju u pravcu sшanjenja osetljivosti, i povecanja stabilnosti i tacnosti estiшacije u odпosu na varijacije vrednosti razlicitih paraшetara шodela шotora [СЗ] - [С4]. Nasuprot resenjiшa koja s:: zasnivaju na upotrebi koшpletпih opservera stanja шodela шotora, postoj i znacajaп broj radova u koj iша se estiшacija treпutnih vredпosti statorskog i rotorskog fluksa vrsi korisceпjeш redukovaпih opservera [С5]-[С9] . Redukovaпi opseгveri predstavljaju reseпja od posebпog iпteresa za oЫast projektovaпja sensoтless pogona, posto se пjihovoш рriшепош upгoscuje struktura algoritшa i oшogucava рriшепа upravljacke elektroпike slabije пuшericke sпage. Iako su prvobitпo korisceпi u algoritшiшa sa direktпoш vektoгskoш koпtroloш, redukovani opseгveri fluksa dobijaju sve znacajпiju priшeпu i u ostaliш vrstaшa sensoтless роgопа АМ. Vazпu koшpoпentu algoritaшa za upravljaпje АМ bez davaca pozicije predstavlja zakoп upravljaпja treпutпiш vredпostiшa fluksa i шошепtа. U praksi је пајсеsсе priшeпjivaп algoritaш za direktпo vektorsko uprav~aпje (DFOC, Diтect Field Oтiented Contтol) АМ [ClO] . Algoгitaш DFOC od posebпog је zпасаја zato sto predstavlja osпovu za razvoj veciпe savreшeпih algoritaшa za upravljaпje АМ. Realizacija algoritшa za direktпo vektorsko upгavljaпje АМ podrazuшeva defiпisaпje шetode za estiшaciju treпutпe vredпosti vektora rotoгskog fluksa i treпutпe vrednosti rotorske brziпe шоtога . U prethodпoш delu рошепutа је struktura opservera staпja АМ [Cl], пајсеsсе upotreЫjavaпa za estiшaciju trenutпe vrednosti vektora rotorskog fluksa . Tacпost opserveгa шoguce је povecati рriшепош adaptivпog шodela АМ , realizovanog koriscenjeш MRAS algoгitшa [Аб] za estiшaciju relevaпtпih paraшetara opseгviraпog ' шodela . Pored шvedeпil1 estiшacioпih algoritaшa , u stгucпoj Jiteraturi predlazu se i 8 Ј. Uvod metode bazirane na primeпi Kalmanovog filtra, kao i na primeni neuralnih mreza, koje omogиcavajи povecavaпje tacпosti estimacije vektora rotorskog flиksa , rotorske brzine i ostalih parametara motora, od vazпosti za rad algoritma za direktno vektorsko upravljanje. Pored navedenih, u strиcпoj literaturi srece se zпасајап broj resenja koja se zasnivajи na DFOC strukturi . Pravci daljeg razvoja krecи se ka smaпjenjи osetljivosti algoritma и odnosи na varijacije parametara pogona, definicij i novih strиktura za estimacijи trenutnih vrednosti parametara pogona, brziпe i pozicije motora. Takode, tezi se ka realizaciji robusпih algoritama, sa unapredeпom dinamikom odziva momenta i fluksa i sa podesivom dinamikom konvergencije estimacionih i adaptivnih mehanizama [D l] -[D8]. Znacajaп broj autora klasican DFOC algoritam prosiruje metodama za optimizaciju gиbitaka u pogoпu i za prosireпje radnog opsega brzina u kojimaje moguce realizovati maksimalпi momeпt motora primenom poboljsanih algoritama za "slaЬ!jenje polja" [D9]-[D10]. Estimacija treпutne vrednosti brziпe obrtanja rotora predstavlja jedan od osnovnih proЬlema pri projektovaпju pogona bez davaca na vratilu. U strucnoj literaturi, izdvojila sи se sledeci pristиpi resavaпju ovog proЬ!ema. Karakteristicпi sи: (i) estimacija vrednosti brziпe na osnovu vredпosti ucestaпosti klizaпja motora; (ii) primena adaptivnih MRAS metoda [Е 1 ]-[Е2]; (iii) primena neuralne mгeze za estimaciju trепиtпе vrednosti rotoгske brzine [ЕЗ], (iv) detekcija polozaja гotora na osnovu pojave visih haпnoпika fluksa izazvaпih efektom zasiceпja magnetпog kola ili пastalih iпjekcijom visokofrekventпe komponente statoгskog napona. U radu [El] dat је pгikaz adaptivпog opservera stanja АМ, sa pпmenom Kalmanovog filtгa za povecanje tacnosti estimacije гotoгskog fluksa i rotorske brzine. Rad pгedstavlja realizaciju algoгitma direktne vektoгske koпtrole u kojoj se treпutпa vгedпost гotoгske brzine estimira koriscenjem adaptivnog орsегvега sa iпtegгalпim adaptivnim kriteгijumom ргоmепе vгedпosti paгametra rotoгske brziпe. Као izlazi adaptivnog орsегvега koгiscene sи tгenutne vгedпosti statoгskiЬ stгuja motoгa. Posto adaptivni metod za estimaciju tгeпutne vгedпosti rotoгske Ьгziпе иnosi gгeskи u estimaciji vгednosti гotorskog fluksa , autori pгedlazu primenu Kalmaпovog filtra , kojim bi se, па оsпоvи tгeпutпih vгednosti statorskiЬ struja, izvгsila dodatпa koгekcija estimiгaniЬ vгedпosti гotorskog flиksa . U radи је pokazaпo da pгimena Kalmaпovog filtгa ne izaziva pгomene и diпamici гealizovaпog adaptivnog opservera . Uopsteno govoгeci , adaptivne metode modela (MRAS metode) [Е2] пasle su veoma siгokи ргimепи и estimaciji trепиtпе vredпosti brziпe АМ, cija иpotreba omogиcava гealizaciju estimatora sa пajvecom tаспоsси i rоЬиsпоsси, kako и stacioпamim tako i и traпzijentпim radпim stanjima роgопа. 9 Ј . Dil'ektno upravljanje asinhronim motorom U radи [ЕЗ] dat је prikaz algoritma za direktnu vektorskи koпtrolи АМ sa realizovanim algoritmom estimacije rotorske brzine upotrebom neuralne mreze. Neuralna шreza, koriscenjem back-pгopagation algoritma, miпimizira greskи izmedи estiшiranih vrednosti rotorskog flиksa napoпskog i strujпog modela АМ. Razlika estimiraпih vrednosti rotorskog flиksa miпimizira se adaptivпoш promerюm trenиtne vredпosti rotorske brzine и strиjnoшшodelи motora. Obucavanje neuralпe шreze vrsi se и probnoш radи шotora. Posle оЬисаvапја, paraшetri пeuralпe шreze se fiksirajи, te se шreza koristi za estimacijи treпиtne vrednosti rotorske brziпe, и zavisпosti od trenиtnih vredпosti statorskih парова i strиja asiпhroпog шotora. Pored rada [ЕЗ ], zпacajan broj aиtora рrоЫеш estiшacije rotorskog flиksa, brzine шotora i vrednosti parametara шodela роgопа resava ироtrеЬош jedпostrukih ili visestrukih пeuralпih шrezi [Е4]. 1 pored toga sto рriшепа neuralпih mreza unosi poboljsaпja и perforшaпsaшa seпsorless pogona, пjihova prakticпa realizacija zпacajno иslozпjava иpravljacku elektroпikи. Iako је шetoda zasnovaпa па vektorskoш ирrаvlјапји znacajпo иnapredeпa, posredna kontrole шошепtа i flиksa, kao i рrоЫешi vezani za tacnost i brziпи regиlacije, i dalje ostavljajи prostora za dalji razvoj i ипарrеdепје ovih иpravljackih struktura. lpak, razliciti шetodi estiшacije, razvijeнi za algoritшe vektorskog upravljaпja, пalaze рriшепи i и algoritmima za direktno иpravljanje шошеntош АМ. Pored algoritшa za direktпo vektorsko иpravljaпje, и realizaciji sensшless роgопа АМ, poseban zпасај imajи algoritшi za direktno иpravljanje шошеntош DTC (Diгect Tшque Contгo[). OЫast direktпe koпtrole шошепtа dozivela је zпасајап razvoj zadпjih godiпa, sto za posledicи iша ројаvи vise razlicitih tipova resenja. Оsноvна podela svodi se па dve grиpe resenja: (i) primena пeliпeamih zakoпa иpravljaпja, sa promeпljivoш исеstапоsси prekidaпja, и kojima је izbor vektora statorskog nарова direktпa fипkcija greske fluksa i шошепtа, (ii) algoritшi sa fiksпoш исеstапоsси prekidaпja i modиlacijom vektora statoгskog nарова. Gепегаlпо , algoгitшi za direktпo иpravljanje шошепtош АМ realizиjи raspregnuto ирrаv~апје flиksoш i шошепtош motora, па пасiп и kome је tгепиtпа vredпost statorskog парова direktпa fuпkcija greske fluksa i шошенtа . Raspгegпиto upravljaпje postize se tako sto se trепиtпош vredпoscu fluksa upravlja preko treпutпe vredпosti amplitиde statorskog парова, dok se шошепtош upгav~a varijacijoш trепиtне vredпosti ucestaпosti klizaпja, оdпоsпо иcestaпosti polja шotora. Otиda, оsпоvпа predпost DTC realizacija и poredeпju sa DFOC zakonima иpravljaнja sasoji se и brzoj diпamici odziva шошепtа i fluksa, pгevashodno zbog eliшinacije statorskog regиlatora iz strиkture иpravljaпja. U radoviшa [Е5]-[Е6] dat је pгikaz koncepta diгektne koпtrole momenta АМ baziraпe па пelineamiш, histerezisпim zakoпiшa иpravljaпja. Osпovu algoritшa predstavlja algoritaш izboгa adekvatпog пapoпskog vektora (jedпog od оsаш шogucih) 1 koj i шiпiшizira gгesku statorskog fluksa i шошепtа АМ , i koj i је realizovaп и forшi 10 Ј. Uvod histerezisnog l Ltцs = ids + Jiцs' IDQ = iD + }iQ, J/Ltqs = Чftts + i1flцs' i JJ!DQ = 1f!D + }1f!Q· Sledece matricne jednaciпe predstavljaju kompleksпi model АМ, izvedeп upotrebom јеdпасiпа (2.5) i (2.6). (2.7) U kompleksпom modelu (2.7) kao promeпUive staпja usvojene su tгenutne vredпosti struja АМ, dok su statorski i гotorski fluksevi pгedstavljeпi kao izlazпe promeпljive modela. Prelazak sa modela sa fluksevima (2.5)-(2 .6) па model sa strujama kao promenljivim staпja (2.7) izvгsen је zbog toga sto је strujni model pogodniji za aпalizu upravljackog algoritma koji је predmet disertacije. Sistem difereпcijalпil1 јеdпасiпе (2. 7) moguce је predstaviti u formi matгicпe jedпacine !!___ [~ korisceпu u jednaciпi (3 .25) za proracuп refereпce statorskog fluksa. Stoga је zatvorena dodatna povratna sprega koja varijacijama refereпtпe vredпosti momenta те obezbeduje da estimiraпa vredпost momenta т" з . . = -pl . Jllf е 2 _, !_, (3.28) bude jednaka zadatoj vredпosti Теам· Regulacija momeпta realizovana је upotrebom koпveпcioпalпog Р! zakoпa upravljaпja. Predпost regulacioпe struktuгe pred lozeпe u radu [G7] sastoj е se u realizacij i algoritma za upravUaпje statorskim fluksom u stacioпarпom koordiпatпom sistemu. Eksperimentalni rezultati pгikazani u radu potvгduju da upotreba redukovaпog opservera sa povratпom spregom ро trenutпoj vredпosti rotorskog fluksa obezbeduje гobustan i stabilaп rad u svim rezimima rada роgопа. Nedostatci pгedlozene struktuгe sastoje se u metodi koriscenoj za estimaciju ucestaпosti polja, koja se zasпiva па difereпciranju estimiraпe vrednosti ugla vektora rotoгskog flнksa. Upotreba difereпcijatora zпасајпо povecava osetljivost sistema u odпosu па merпi sнm i sшn kvantizacije. Takode, strнktuгa regulatora statorskog flнksa sa proшeпljivim ројасапјеm ОЈ ро tгenutпoj vredпosti statorskog flнksa ima varijabilпe diпamicke karakteristike, ciji пegativaпнticaj па stabilпost regulatora роsеЬпо dolazi do izгazaja ргi radu роgопа па malim brziпama. Aпaliza tri karakteristicпe SFO strнktшe н radovima [F4 ], [F8] i [G7] ukazuje па predпosti i пedost.1tke svih postojecih resenj a, dostнpпih Ll s trнcпoj literatшi . Osnovпi 37 З. Di1·ektno upгav!janje asin/u~onim тоtогот nedostatci SFO struktura sastoje se u: upotrebi estiшatora treпutne vrednosti ucestaпosti polja koji se zasniva na difereпciraпju ugla estiшiraпog vektora fluksa; rad u rotacionoш koordiпatпoш sisteшu ; i oseЩivost upravljackih algoritaшa па varijacije рнашеtаrа pogona, posebno dead-beat realizacija regulatora шошепtа i fluks a. U cilju uпapredeпja kvaliteta peгfoпnansi SFO роgопа, u okviru disertacije usvojene su sledece polazne sшerнice za razvoj пovog algoritшa za direktпo upravljanje АМ: direktna regulacija шошепtа realizuje se upotreboш ucestanosti vektoгa rotoгskog fluksa kao upravljacke velicine. Na taj nacin se izbegava potreba za estiшacijoш treпutпe vredпosti со, posto se pokazalo da svaki pokusaj u tош pravcu dovodi do pada kvaliteta perfoпnansi pogona; рriшепа estiшacije statorskog fluksa koja se zasпiva na redukovanoш opserveru u stacionarнoш koordinatnoш sisteшu (3 .21) sa povratпoш spregoш zatvorenoш ро treпutnoj vredпosti rotorskog fluksa (posto је ta struktura pokazala najbolje rezultate sa staпovista stabilnosti i гobusnosti rada u sviш reziшiшa rada); realizacija feed-foгwщd regulatora statoгskog fluksa u stacionarнoш koordinatпoш sisteшu, sa fiksпiш regulacioпiш dejstviшa; iшpleшentacija kontгolera u foпni koпvencionalnih Р i PI zakoпa upravljaпja , kako bi se sшanjila osetljivost upravljackog algoгitшa u odпosu па varijacije рагашеtага шоtога, kaгakteгisticna za dead-beat SFO koпtroleгe; iшpleшeпtacija strukture koja obezbeduje rad роgопа sa koпstantпiш rotorskiш fluksoш, sto pojedпostavljuje regulaciju шошепtа i olaksava estiшaciju treпutne vгednosti rotorske brzine. U sledeceш poglavlju prikazana је stгuktura algoritшa za diгektпo upravljaпj e asiпhroпiш шоtоrош, zajedпo sa aпalizoш diпaшickih karakteгistika regulacije u sviш reziшiшa rada роgопа. 4. Stгuktura algoritma za diгektno uprallljanje asinћronim motorom 4. STRUKTURA ALGORITMA ZA DIREKTNO UPRA VLJANJE ASINHNRONIM MOTOROM 38 Algoritam za direktno upravljanje zasniva se na primeni principa raspregnute kontrole fluksa i momenta asinhronog motora. Princip direktnog upravljanja АМ podrazumeva implementaciju pogona u kome su komande vektora statorskog napona u direktnoj zavisnosti od gresaka momenta i fluksa. Zasniva se na realizaciju dve konture upravljanja, koje paralelno generisu komande za regulaciju trenutnih vrednosti statorskog fluksa i momenta. U pretlюdnom poglavlju teze dat је pregled karakteristicnih algoritama za upravljanje vektorom fluksa i momentom asinhronog motora, predlozenih u strucnoj literaturi. Prikazana resenja moguce је svrstati u tri razlicite grupe: (i) algoritami koji koriste nelineaшe zakone upravljaпja vektorom statorskog fluksa (histerezisпi regulatori), velike brziпe odziva, promeпljive ucestaпosti komaпdпog prekidackog sigпala i visokog пivoa ripla fluksa u stacioпaшom staпju; (ii) algoritmi za sensoгless vektorsko upravljanje poUem DFOC (Diгect Field Oгiented Contгol) , u kojima se vrsi iпdirektпa koпtrola vektoгa fluksa stгujno pobudivaпog asinhгoпog motoгa ; i (iii) liпeaшi algoгitmi za upгavljanje vektoгom statorskog fluksa (SFO ili SFVC algoгitmi). Upoгednom aпa lizom kaгakteгistika pгedlozeпih геsепја, mogu se definisati sledeci tehпicki zahtevi za pгojektovaпje гegulatoгa fluksa u sensoгless pogoпima АМ: (а) гegulaciju sa pгopusпim opsegom vecim od 1 kНz (vгeme uspona t,. < 400 Џ-s); (Ь) шali nivo гipla vгedпosti fluksa i momenta u stacioпaшom staпju; (с) шinimalпe varijacije pгekidacke fгekvencije пaponskog iпvегtога; ( d) stabilna гegulacija u svim гаdпiш гezimima pogona (ukljucujuci opseg пiskil1 Ьгziпа); (е) robusпa regulacija u odпosu na promeпe vredпosti рагашеtага роgопа . U nastavku, data је aпaliza геsепја koja шogu isptmiti tehпicke zahteve (а)-( е). 39 4. Diгektno upгm,fjanje asinhJ-onim тоtогот Dinamike odziva fluksa i momenta osnovni su parametri koji odredjuju kvalitet performansi sensoгless pogona. Generalпo, shodпo brzini regulacije koju је moguce ostvariti, razlikuju se sledece dve vrste algoritama: algoritmi bazirani na DFOC upгavljaпju АМ, u kojima је kontrola rotorskog fluksa i momenta motora ostvareпa iпdirektno, upotrebom regulatora statorske struje motora; i algoritmi za direktno upravljanje АМ (DTC i SFVC algoritmi), u kojima se vektшom fluksa i momentom motora upravlja direktпim izborom treпutпe vredпosti vektora statorskog napona. Rezultati prezentovani u strucпoj literaturi pokazuju da se upotrebom algoritama za direktno upravljanje АМ ostvaruje brza dinamika regulacije fluksa i momenta, u poredeпju sa DFOC algoritmima. Ripl fluksa i momenta јеdап је od nepozeljnih efekata, koji se javljaju u algoritmima sa nelinearnim histerezisпim zakonom upravljanja. Takodje, ripl fluksa i momeпta moze biti izazvan i nepravilnim radom estimatora statorskog fluksa, gde su uzroci nestaЬilne i netacпe etimacije detaljпo opisaпi u [АЗ]. Otuda, postojanje ripla fluksa i momenta moze se eliminisati korisceпjem algoritama sa fiksпom prekidackom peгiodom, modulisanim vektorom statorskog napona i sa estimatorom fluksa staЬilnim u svim rezimima rada pogona. Rad sa fiksnom prekidackom periodom i modulisanim vektorom statorskog napona podrazumeva realizaciju SFVC ili DFOC algoritama. Takodje, estimacija fluksa staЬilпa u svim rezimima rada podrazumeva realizaciju estimatora vektora fluksa sa zatvorenom povratпom spregom, koja moze Ьiti realizovaпa па sledeca tri пасiпа: ( i) zatvaгaпjem povratпe sprege р о estimiranim promeпlj ivama, u formi redukovaпog ili potpuпog opservera АМ; (ii) realizacijom adaptivпe povratпe sprege ро vredпosti parametara modela АМ, sto podrazumeva realizaciju MRAS estimacioпog algoritma; i (iii) realizaciju estimatora koji predstavlja komЬiпaciju (i) i (ii). Ројеdiпаспе strukture estimatora diskutovane su u poglavlju posveceпom pгegledu strucпe literature. ProЬ!em robusпosti algoritama u odпosu па varijacije parametara motora 1 u odпosu па пeliпearna izoЫiceпja statorskog парова i meшih sigпala u direktпoj је vezi sa strukturom estimatora fluksa. Takode, гobusпost algoгitma odredeпa је i strukturama regulatora шошепtа i fluksa. Na primer, staЬilnost i tacпost pojediпih SFVC realizacija u formi dead-beat koпtrolera u velikoj шегi zavisi od tacпosti роzпаvапја treпutпih vгedпosti parametara motora. Takodje, ргimепа opservera slozene strukture ili MRAS estimatora moze dopriпeti povecaпju osetlj ivosti роgопа па рrошепе vredпosti paгametara АМ. Geпeralno , upotreba histereziпih ili !iпеашiЬ koпveпcioпalпih regulatora (Р , PI , PID) omogucava projektovaпje zakoпa upravljaпja robusпih u odпosu па рrошепе 40 4. Stmktura algoritma za direktno upravljanje asinhronim motorom vrednosti parametara АМ. Ovaj zakljиcak izveden је na osnovи analize rezultata prezentovanih и radovima dostиpnim и strиcnoj literaturi . Shodno navedenim tehпickim zahtevima, а na osnovи rezиltata analize perfomыnsi pogona prezeпtovaпih и strиcnoj literaturi, и tezi је иsvojen sledeci pristиp projektovanjи sensorless иpravljaпja АМ: (i) U сЩи postizanja brze diпamike regиlacije razvijeп је SFVC algoritam sa direktпim иpravljaпjem momentom i flиksom АМ . (ii) Miпimizacija ripla flиksa i ripla momeпta postigпиta је tako sto sи implemeпtiraпi koпveпcioпalni lineami regиlatori flиksa i momenta АМ. Takodje, realizovan је i estimator vektora flиksa sa zatvorenom povratпom spregom ро estimiranoj vredпosti rotorskog flиksa. Na taj nacin obezbeden је stabilan rad роgопа и svim rezimima rada, i smanjena osetljivost na varijacije parametara pogona. (iii) Obezbeden је rad pogona sa fiksпom prekidackom иcestanoscи implementacijom SFVC algoritma sa modиlisanim vektorom statorskog napona. (iv) Stabilni rad роgопа obezbedeп је adekvatnim izborom parametara regиlatora i realizacijom opservera statorskog fluksa sa zatvoreпom povratпom spregom ро estimiraпoj vredпosti rotoгskog flиksa. (v) Primeпa konvencionalпih reglatora fluksa i momenta, takode, eliminise potrebи za poznavanjem tacпih vrednosti parametara pogona, da bi se obezbedio stabilaп rad konture upгavljanja . Na taj пасiп, elimiпisaпi su пedostatci karakteristicпi za dead-beat realizacije regulatora momenta i fluksa. Strиktura realizovaпog algoritma za direktпo Llpravljanje АМ data је na Slici 4.1. 41 4. Di1·ektno upгGJ;fjanje asinhгonim тоtогот . . ~ '!!.. а{З.< + Regulator !!.а {З.< + sta torskog .. PWM VSI \... ... ,..+ t Ll~alk ... ~!" - fluksa ~ "Mrtvo vгeme" . i a/3.< !!. a{'ls kompenzacija Esti macij а f1 uksa i +t t i a/3.- G __с_ ___L:_ momenta .... . - lf!_ DQ_., Proracun . т' + , ... '!!.. a{'ls ~r-J<> PI regulator w, reference ... . ... statorskog momenta т • .. 1 ... fluksa Slika 4 .1. Struktura algoritma za direktno upravljaпje АМ Fиnkcionisanje algoritma na slici 4.1 zasniva se па jednom od osnovпih priпcipa гаdа АМ, da је geпeгisaвi momeвat АМ direktвo pгoporcionalan kvadгatu amplitиde rotoгskog flиksa i иcestaпosti klizaпja. Otuda, momeпtom АМ mogиce је diгektпo иpravljati varijacijama иcestaпosti klizaпja motora, и pogoпu u kome se amplitиda rotorskog flиksa odrzava па koпstaпtпoj vredпosti. Realizovaпe sи dve иpravljacke petlje: гegиlator momeпta, koji kao иpravljackи veliciпи koгi s ti kгuzвu ucestaпost vektoгa statoгskog fluksa ; i regulator fluksa , koji kao иpravljackи veliciпи koristi statoгski варов. Pored regulatoгa , гealizovaв је i Ьlok za geвeгisanje геfегепсе statorskog fluksa, koji obezbedjиje da rotorski flиks bude konstaпtaп и svim иs lovima rada motoгa. Ulazпe veliciпe algoritma su: refereпca шomenta Те; refereпca amplitude rotorskog fluksa, zadata refereпtпim vektorom у/ DQ и siпЬгопоm rotacioвom koordinatпom sistemи сч/D = Const i ч/Q =О); шеrепја statoгske struje i.a{ls· Izlazпa veliciпa upravljackog algoгitma је rеfегепса vektoгa statorskog пароnа v * afls, koja se иvodi и Ьlok za simetricвu impulsпu siriпsku modиlaciju. Takodje, upravljacki algoritam иklјисије i Ьlok za kompeпzacijи пeliпeaшosti пapoпskog iвveгtora, tj. efekta "mгtvog vremeпa". Kompeпzacijи пeliпeaшosti пaponskog pretvaraca пеорЬоdпо је realizovati kako bi se poboljsala stabilпost i tacпost rada роgопа, pogotovo и rezimи rada pri пiskim brziпama kada је vredпost fuпdameпtala statoгskog пароnа samerljiva sa пapoпskim izo Ьliceпjiшa geпeгi saпim па pгekidackiш еlешепtiша пapoпskog iпvertora. 42 4. Stmktuгa algoгitma za diгektno upгm,fjanje asinћmnim тоtогот Strukturu algoritma za direktno upravljanje АМ cine dve celine: (i) spoljna petlj a za generisanje reference statorskog fluksa i (ii) unutrasnja petlja za regulaciju statorskog fluksa . Spoljna реЩа sadrzi dva Ьloka: (i) regulator momenta, koji geneгise ugaonи bгzinu we i иgао ее referentnog vektoгa гotoгskog flиksa ; i (ii) Ыоk za geneгisaпje referentпog vektora statorskog fluksa ЈЈ/ cxf3s, u zavisnosti od refereпtпe vredпosti momeпta т е• zadate amplitude rotorskog fluksa ЈЈ/ DQ i ugla ее. Оsпоvпа fuпkcija spoljasnje regulacioпe petlje sastoji se и geпerisaпju referetnog vektora statorskog fluksa, koji odgovara zadatim vrednostima momeпta i rotorskog fluksa motora. ТrеЬа пapomenuti da realizovana struktura omogucava i rad u rezimu slaЬljenja polja, u kom slucaju se definise profil promene reference rotorskog fluksa Ji/oQ u zavisпosti od ucestanosti polja motora. Unutrasnja petlja upravljackog algoritma sastoji se iz tri Ьloka: (i) regulator statorskog fluksa, koji definise komandи statorskog nарова u zavisnosti od signala greske statorskog fluksa; (ii) estimator trenutne vrednosti statorskog fluksa i momenta; i (iii) Ьlok za kompenzaciju efekta "mrtvog vгemena" naponskog invertora. Navedeni Ьlokovi upravljackog algoritma opisani su u odgovarajucim potpoglavljima teze. U narednom potpoglavljи opisan је regulator statorskog flнksa. 4.1. Struktura regulatOJ-a statOJ-skog fluksa asinlu-onog motOJ-a U disertaciji је рпшеnЈепа upravljacka strиktura koja u stacioпanюm а.{З koordiпatnom sistemu upravlja treпutпom vredпoscи statorskog fluksa, korisceпjem vektora statorskog паропа kao upгavljacke veliciпe. Ulaz н regulator statorskog flнksa је refereпtni vektor JJi af3s, dok је izlaz iz regulatora refereпtпa vrednost statoгskog napona !!. * af3s· Referenca statorskog fluksa ima promenlj ivu ucestanost i amplitudи , i generise se na osnovu zadatih referentпih vгednosti momeпta i amplitнde rotorskog flнksa. Treba пapomeпuti da је jedna od osпovпih specificпosti regulatora fluksa ta da su ulazne refereпce prostoperiodicni sigпali promeпljivil1 иcestaпosti i amplitнde. Postoji vise гaz licitih pristupa resavaпjн proЫema siпteze stгl!ktшe геgиlаtога , koji u нsloviшa гаdа sa pгostoperiodicпim refereпcama moze da obezbedi пultu greskll и stacionanюm stапјн: (i) projektovaпje regиlatora и rotacioпom kooгdinatпom sisteпш; (ii) рriшепа пelinearпih sliding mode zakoпa иргаv!јапја. U okviru disertacije, proЬlem · rada sa nt~ltom greskom reseп је primeпom adekvatпe strнktшe sa feecl-forvvaгd upravljackim dejstvom. Naime, aпalizom јеdпасiпе statorskog kola asiпhronog motora 43 4. Diгektno upгavljanje asinhгonim тоtогот . R d v =l +-ljl - o:f3s - o:f3s s d t - o:{Js (4.1.1) izvodi se fazorska jednacina statorskog парова АМ u stacioпarnoш stanju (4.1.2) gde ОЈе predstavlja kruzпu ucestanost rotacije vektora statorskog fluksa. Shodпo tоше, za referentni vektor statorskog fluksa у/ o:f3s, kошапdа statorskog парова . ' . v = i R +Ј. ОЈ нr - o:f3s -o:fJs s е :!:...o:[Js (4.1.3) garaпtuje пultu gresku statorskog fluksa u stacionarnom stanju, gde је Io:{Js trenutпa vredпost vektora statorske struje а ~ pretpostavljeпa vredпost statorske otpornosti . Јеdпасiпа ( 4.1.3) predstavlja feed-forward regulacioпo dejstvo, pomocu koga se koшpeпzuju padovi napona па statorskoj otpornosti, odnosпo, па iпdukovanoj koпtгaelektromotornoj sili. Pored feed-foгwaгd komponente, пеорhоdпо је geпerisati i kompoпeпtu upravljackog nарова proporcioпalnu gresci statorskog fluksa, koja obezbeduje koпvergeпciju izlaza regulatora statoгskog fluksa ka zеUепош stacioпarnom staпju, sa dinamikom koja se podesava izborom vredпosti parametra proporcionalnog dejstva. Dodavaпjeш proporcioпalпog upravljackog dejstva feed-foi'vџaгd dejstvima dobija se celovita jednaciпa regulatora statorskog fluksa (4.1.4) gde se treпutпa vrednost kruzne ucestaпosti polja w.(k) geпerise па izlazu regulatora momeпta . Posto se signal greske u ( 4.1.4) formiгa koriscenj em refereпtпog vektora _у/ o:f3s i estimiraпog vektora statorskog fluksa Y!o:{Js , prilikom юalize diпamike regulatora statoгskog fluksa neophodno је koristiti prosireпi model АМ , u kome је uzeta u obzir i dinamika estimatora statorskog fluksa. LafЗ> (k) 4. Stntktura algOJ'itma za direktno upravljanje asinhronim motorom jwe(k) схјЗ!аЬс f------~ 1 ... 44 Y..abcs (k) VSI ~ i.nьcs (k) +r Рwм u.. '------' + t__ _ _J '----' ... Slika 4.1.1. Blok sеша regulatora fluksa Koшpenzacija "шrtvog vreшena" .. Na slici 4.1.1 dat је prikaz Ыоk seme regиlatora statorskog flиksa, zajedпo sa Ыokom za kompeпzacijи пeliпearnosti napoпskog iпvertora , Ыokom za impиlsпи siriпskи modиlacijи (PWM) i пapoпskim iпvertorom (VSI). Ulazпe i izlazпe veliciпe regulatora flиksa пalaze se и stacioпarnoш аfЗ koordiпatпom sistemи. Nakoп traпsforшacije komaпdпog парова у_* arзJk) u stacioпarni аЬс koordiпatпi sistem, vrsi se kompeпzacija efekta mrtvog vгешепа, ka i impиlsпa siriпska modиlacija kошапdпоg sigпala у_*аьс,. (k). Izlaz siriпskog modиlatora sluzi za upravljanje prekidackiш staпjiшa пapoпskog iпvertora. U jedпaciпi ( 4.1.4) i па slici 4.1.1 dat је prikaz strиktuгe regиlatora statorskog fluksa и vektorskoj formi. U jedпaciпi ( 4.1 .5) dat је prikaz гegиlatora и skalarnoj formi, koja se koristi prilikom пjegove prakticпe realizacije. [ v~_ (k)] = R [iro(k)]+w (k)[-1jf~. (k)]+K [1/f:(k)-lfrro(k)] (4.1_5) v~s(k) s i{Зs (k) е tf!:(k) Р 1jf~(k)-Jj11 (k) Aпalizoш strиktuгe algoritma za upravljaпje statorskiш fluksom , шоzе se zakljиciti da projektovaпa regиlacija iша sledece kaгakteristike: (i) Impleшeпtiraп је liпearni zakoп upravljaпja statorskiш flиksom, koji omogиcava regиlacijи иpravljaпe veliciпe sa miпiшalпiш riplom и stacioпarпoш staпju; (ii) realizovaпajefeed-forward kompeпzacija padova паропа u statorskoш kolи АМ , сiше је obezbedeпa пи\tа greska statorskog f1uksa U stacioпaГПOI ',1 staпju ; 45 4. Direktno upravljanje asin!Jгonim motorom (iii) poboljsana је struktura feed-jOJ-ward koшpenzatora indukovane koпtra­ elektroшotoшe sile. Naiшe, postojeca resenja [G7] se zasnivaju па koшpenzaciji kontraelektroшotoгпe sile koriscenjeш estiшirane vrednosti statorskog fluksa , сiше је uvedena dodatna pozitivna povratna sprega ро statorskoш fluksu sa proшeпljiviш ројасапјеш w". Na taj пacin, iшpleшeпtiraпje upravljacki sisteш sa proшeпljiviш diпaшickiш karakteristikaшa. Naiшe, posto se vredпosti paraшetra we шenjaju u sirokoш opsegu, posto se preko пјеgа upravlja treпutпoш vrednoscu шошеntа АМ, uvedeпa povratna spгega iша пegativan uticaj па diпaшicke karakteristike pogona. Takode, dodata povratna sprega unosi i pojacanje naponskih izoЬliceпja, prouzrokovana neliпeaшiш karakteristikaшa naponskog inveгtora. Za razliku od postojecih resenja [G7], u diseгtaciji је koшpenzacija indukovane EMS poboljsaпja uvodeпjeш dejstva koje је proporcioпalno referenci statorskog fluksa, сiше је izbegnuto zatvaranje dodatne povratne sprege ро estiшiranoj vredпosti statorskog fluksa; (iv) podesavaпje diпaшickih karakteristika regulatora zahteva odabir vrednosti jedпog paraшetra, proporcionalnog dejstva ~" сiше је pojedпostavljeпa procedura projektovanja zakona upravljanja. Treba napoшeпuti da regulator (4.1.4), kao i znacajaп broj postojecih гesenja u stгucnoj literaturi ([F4], [G7]), ukljucuje clan za koшpeпzovanje pada napona na statorskoj otporпosti АМ. Ovo је dejstvo пеорhоdпо ukljuciti ukoliko se zeli rad regulatora fluksa sa пultoш greskoш, pogotovo па niskiш vгedпostiшa ucestaпosti rotiraпja роуа . Treba парошепuti da koшpeпzacija pada парова па statorskoj otpoшosti uvodi pozitivnu povratnu spregu ро treпutnoj vгednosti statorske struje. Uvodeпje pozitivпe sprege iша sledece negativпe efekte : (i) Uvedeno dejstvo podrazuшeva роzпаvапје tаспе vredпosti statorske otporпosti Н, asiпhгoпog шotora . U slucaju da је pretpostavljeпa vrednost R s шапја od stvaшe vredпosti R,, regulatoг fluksa се raditi sa greskoш и stасiопашош stanju. Ukoliko је pretpostavljena vгedпost statorske otpoшosti veca od stvarпe , upravljacki sisteш postaje nestabilan. Posto su varijacije vredпosti statorske otporпosti uobicajeпe za pogone АМ, prevashodпo zbog varijacija radnih teшperatura шotora, osetljivost upravljanja u odпosu па vredпost раrашеtга R_, ozbiljno utice па kvalitet perfoгшaпsi pogona; 46 4. StJ-uktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asinhгonim тоtогот (ii) pozitivna povratпa sprega ро statorskoj struji pojacava пaponska izoЫiceпja koja postoje па iz1azu naponskog iпvertora, cime se znacajno pogorsavaju performaпse pogona, pogotovo na пiskim ucestanostima rotacije ро1ја . ProЫem postojanja pozitivne povratпe sprege, inherentne svim a1goritmima za direktno upravljanje statorskim fluksom АМ, u disertaciji је reseп korisceпjem estimatora statorskog fluksa koji ima strukturu redukovaпog opservera stanja modela АМ. Struktura estimatora dataje u Pog1avlju 4.3. U narednom potpoglavUu dat је prikaz algoritma za proracuп vektora reference statorskog fluksa у/ af3s · 4.2. A lgoritam za proracun reference statOI'Skog jluksa Jedna od funkcija sistema za direktno upravljaпje АМ sastoji se odrzavaпju koпstantne amplitude vektora rotorskog fluksa. Na taj se пасiп linearizuje zavisпost izmedu momenta i ucestaпosti klizaпja , cime se pojedпostav1juje proces regulacije momeпta motora. Zahtev da se refereпtпi vektoг гotoгskog fluksa у/ af31• odгzava па koпstaпtпoj amplitudi realizuje se adekvatпim izborom геfеrепtпе vredпosti statorskog fluksa .Yi a{J.s · U okviru teze, algoritam za proracuп refereпtпog vektora у/ afJ.s i zvedeп је korisceпjem modela АМ u rotacioпom dq koordiпatпom sistemu. Naime, па osnovu јеdпасiпа modela АМ u koordinatпom sistemu vezanom za vektor rotorskog flusa (3 .1. 7) moze se izvesti modelmotora u sledecoj formi (4.2.1) dчr о . R •( \,., - DQ = ~ DQ r +Ј (Ј) е - ОЈ, }\/1 + --- - DQ dt (4.2 .2) (4.2.3) (4.2.4) Т_}_Р(ш i -ш i) е - 2 2 't' cls qs 't' qs cls , (4.2. ) ) 47 4. Dit·ektno uprm;fjanje asinhronim motorom gde cve predstavlja krиzпu ucestaпost rotiraпj a polja, а јеdпасiпа ( 4.2 .5) predstavlja jedпaciпu momeпta АМ. Na оsпоvи јеdпасiпа (4 .2.1)-(4.2 .5) izvodi se algoritam za proracuп vredпosti refereпtпog vektora statorskog fluksa, и иslovima rada sa zadatim vektorom refereпce rotorskog fluksa i геfеrепtпа vredпost momeпta . Posto se vektori refeгeпtпih vredпosti flukseva pгoracuпavaju па оsпоvи јеdпасiпа modela АМ и stacioпanюm staпju, пеорhоdпо је difeгeпcijalпe јеdпасiпе ( 4.2 .1 )-( 4.2.2) zameпiti odgovaгajucim stacioпarnim ekvivaleпtпima v = i R +;·w нr - dqs -dqs s е 'r_dqs ( 4.2.6) (4.2.7) Оsпоvпа ideja pri likom izvodeпja algшitma za proractш refereпci fluksa sastoji se и pokusaju da se defiпise zavisпost izmedu refereпtпih vredпosti rotorskog i statorskog flиksa , и svim rezimima rada роgопа. U opstem slucaju, takvu zavisпost је пemoguce defiпisati, zbog toga sto је rotoгska brziпa motora slobodпo promeпUiv parametar. Medutim, pomeпuta zavisпost postoji u posebпom slucajи, kada је pored refereпtпog vektora rotorskog flиksa zadata i refereпtпa vredпost momeпta АМ . Тај slucaj predstavlja prirodпo okruzeпje za algoritam koji је predmet disertacije, posto se u пjemu , upravo, i vrsi direktпo иpravljaпje momeпtom asiпhroпog motora. Shodпo tome, па osпovu јеdпасiпа ( 4.2 .3)-( 4.2. 7) potrebпo је defiпisati zavisпost izmedu refereпtп ih vгedпosti statorskog i rotoгskog fluksa , pri pozпatoj zadatoj vredпosti momeпta motora. Na оsпоvи (4.2.3), (4.2.4), (4.2 .6) i (4 .2.7) moguce је izvesti sledece јеdпасiпе, koje defiпisu zavisпost izmedu гotorskih flukseva, statoгskih strиja i klizaпja motora u stacioпarnom stапји (4.2.8) (4.2.9) gde ј е cv, ucestaпost klizaпja ( щ = cv"- cv,), а т, rotorska vremeпska koпstaпta (т, = L,l R,). 48 4. Struktura algoritma za direktno upravljanje asinhronim motorom Takode, na osnovu jednacina (4.2.3)-(4.2 .7) moguce је izvesti jednaciпu, koja defiпise zavisnost izmedu momeпta , amplitude rotorskog fluksa i klizaпja АМ, (4.2.10) Refereпtпi vektor rotorskog fluksa .ЈЈ! DQ defiпisaп је kompoпeпtama lfl• Q =0 i lf/·o=Const (.y/DQ = lf/•D + j_!J/Q). Nameraje da se na osnovu referentnih vredпosti lf/·Q., lf/•D i т* е odrede referentne vredпosti statorskih struja i*qs i i*d" koje odgovaraju rezimu rada motora definisanog referencama rotorskog fluksa i momenta. Treba napomeпuti da, posto se izvodeпje vrsi u rotacionom koordiпatпom sistemu, dobijeпe refereпtпe vredпosti statorskih struja ne zavise od trenutne vrednosti rotorske brziпe motora. Iz uslova lf/•Q =О i jedпacine (4.2.8) dobija se veza izmedu q, odnosno, d kompoпente referentnog vektora statorske struje ( 4.2 .11) Zamenom (4.2.11) u (4.2.8), pod pretpostavkom daje ljl0 = lj/*0 , dobija se (4.2.12) Zameпom ( 4.2.1 О) i ( 4.2.12) u ( 4.2.11), pod pretpostavkom da је Те= т* е, dobija se (4.2.13) Jedпacine (4.2.12) i (4.2.13) omogucavaju da se na osnovu refereпci rotorskog fluksa i momeпta motora izracuпa refereпti vektor statorske struje. Dobijeni referentпi vektor statorskih struja koristi se za proracuп referentnog vektora statorskog fluksa, sto је upravo i bila росеtпа ideja celog izvodeпja. Naime, јеdпасiпе (4.2.3) i (4.2.4) defiпisu zavisпost izmedu vektora rotorskog fluksa, statotrskog fluksa i statorske stгuje kao М Ls Lr -М 2 . 1/{ - -1/f + l 'L dцs L,, 'LoQ Lr - dqs, (4.2.14) Korisceпjem jednacine (4.2 .14) moze se izracuпati refereпtпi vektor statorskog f1uksa па osnovu refereпtпih vektora rotorskog f1uksa i statorske struje kao 49 4. Diгektno upravljanje asinhгonim motorom • М • Ls L,- М2 .• 'f!_af3s = ['f!_a{Jr + L ! а[Зs r ,. (4.2 .15) Referentni vektor rotorskog t1иksa ЈЈ! af3, IZ ( 4.2.15) dobija se шverznoш rotaciOПOШ traпsforшacijoш vektora ш*QD kao -sinee ][чr~J cosee о ' ( 4.2.16) gde је ее иgао referentnog vektora rotorskog flиksa, dobijen integracijoш kruzne иcestanosti ОЈе . Refereпtni vektor statorske struje ( af3s iz ( 4.2.15) dobija se inverznoш rotacionoш traпsfoпnacijoш vektora ( qdv kao (4.2.17) gde su koшponeпte refereпtnog vektora (,,ч, defiпisaпe јеdпасiпаша ( 4 .2.12) i ( 4.2 .13). Na osnovн jednacina ( 4.2.15)-( 4.2.17) izvodi se zbima jedпacina za proracиn referentпog Vektora statorskog fluksaш' af3, l.l zavisnosti Od reference ГOtOГSkog flиksa lf!•D i refereпce шошеntа Т е kao (4.2.18) Dobijeпi vektor ш' af3, koгisti se kao refereпca regиlatora statorskog flиksa ( 4.1.4 ). lzгacuпava Se па ОSПОVи гefereпtпih Vredпosti ГOtorskog flиksa l{f' D ј ШОШеПtа т'., koje se slobodпo шоgи zadavati, i иgla polja 8., dobijeп integracijoш иcestaпosti ОЈе koja је izlaz regиlatora шошепtа . Priшeпjeni шetod рrогасиnа refereпtпog vektora ш* af3, obezbeduje da шotor и sviш reziшiшa rada Ьиdе naшagnetisan sa rotorskiш flиksoш konstantne aшplitиde џ/D . Treba priшetiti da је, iako је koшpletaп regиlator statorskog fluksa projektovaп и stacioпamoш а{З koordiпatпoш sisteши, referenca ш* а{Зг definisana teпzoriшa u rotacioпoш qd koordiпatпoш sisteши. Posto se iпverzпa rotacioпa traпsfoпnacija koristi sашо prilikoш proracuпa refereпtпih vektora, опа пеша пikakvog uti caja па diпaшi,ku regulacije. 50 4. Stгuktura algoritma za diгektno upгaPljanje asinhгonim motorom U naredпom potpoglavlju dat ј е prikaz algoritma za estimaciju treпutпe vredпosti vektora statorskog fluksa . 4.3. Estimacija trenutne vrednosti vektont statorskog i rotorskog jluksa Projektovaпje sensoгless роgопа asiпhroпog motora usko је povezaпa sa proЫematikom estimacije treпutпih vredпosti vektora statorskog i rotorskog fluksa. Naime, prakticпa iskustva prezeпtovaпa u strucпoj literaturi pokazaju da u svim sensm'less algoritmima za upravljaпje АМ, koji pokrivaju veoma sirok opseg razlicitih reseпja, tаспа i stabilna estimacija vektora fluksa predstavlja osnovпi preduslov za uspesnu realizaciju роgопа. Vise razlicitih i razпorodnih efekata, zbimo, dopriпose znacajпom pogorsanju kvaliteta estiшacije vektora fluksa , odnosno pogoгsaпju performansi sensoгless роgопа. Ova pojava је posebno izrazena na niskim brzinama, pri kojima se, u velikom broju slucajeva, performaпse роgопа pogorsavaju do granice nestabilnog rada. Uzroci otezane estimacije trenutпih vrednosti flukseva АМ шogu se naci u sledecim efektima: (i) postojanje spropromeпljivih ofseta memih sigпala; (ii) postojanjc izoЫicenja statorskog napona, prouzrokovaпa пeliпeamim karakteristikama prekidackih elemenata energetskog pret\raraca; (iii) osetljivost estimatora fluksa па ргошеnе vrednosti parametara modela АМ. Detaljaп prikaz uzroka пepouzdanog rada estimatora vektora fluksa АМ dat је u literaturi [АЗ]. U pregledu stгucпe liteгa ture u Poglavlju З, aпaliziгaпa su karakteri st i cпa reseпja ргоЬ!еша estiшacije fluksa . Poredeпjem prezeпtovaпih rezultata moze se zakUuciti da ј е пajveci pomak ka pouzdaпoj i tаспој estimaciji vektora fluksa АМ, u sviш rezimima rada роgопа , postigпut u reseпj ima koja se zasпivaju па estimatoriшa sa zatvoreпom povratпom spгegom ро promeпljivama staпja modela шotora . Za гazliku od estimatora sa zatvorenom povratnom spregoш , veciпa estiшatora zasпiva svoj гаd па algoritmima koj i u otvoreпoj sprezi, па osпovu odbiraka vredпosti statorskog парова i statorske struj e, racuпaju treпutпe vredпosti statorskog i rotorskog fluksa. Estimatori u otvoreпoj spгez i se zasпivaju па iпtegracij i statorske iпdukovaпe koпtraelektromotome sile нl =J(vp -Ri p \,t . '!:_a[Js \.!:'а !i s -а s Р (4.3.1) U jedпaciпi (4.3.1) , parametaг J\predstavUa pretpostavljeпu vredпost statorske otporпosti asiпl1roпog motora. Osпovпi uzrok loseg rada sensm'less algoritama АМ koj i kori ste estimator (4 .3.1) sastoji se u tome sto se kroz es timator vredпosti fll!ks a l1 51 4. Direktno upгavljanje asinhгonim motoгom иpravljacki algoritaш иvodi pozitivna povratna sprega ро trenиtnoj vrednosti statorske strиje. Naiшe , svi se DTC algoritшi , sa stanovista geпerisaпja trепиtпе vredпosti statorskog паропа .!:_,, шоgи generalisaпo defiпisati kao fuпkcije kojiшa је јеdап od arguшenata trenиtпa vredпost greske vektora statorskog fluksa, оdпоsпо пegacij a trcnиtne vredпosti vektora statorskog fluksa l:afk = fыс (t:,i!_af! ' · ··) = fыс k:fJ -i!_af! ' · · ·) (4.3.2) Na osnovи јеdпасiпа (4.3.1) i (4.3.2) шоzе se zakljиciti da estiшator (4.3.1), generalno, и sve algoritшe koji podrazшnevaju foпnu иpravljaпja vektoroш statorskog flиksa иnosi pozitivnu povratnи spregu ро treпutпoj vrednosti statorske strиje. Рошепutа pozitivna povratna sprega iша visestrиko los иticaj na иkирnе p;:rfoпnaпse pogona, pogotovo и reziшiшa rada sa niskiш brzinaшa rotacije. Prvi negativni efekat sastoji se и ројасаnји svih nelineama izoblicenja, koja и иpravljackи реЩи иnosi naponski invertor. Ovaj negativan efekat do posebпog izrazaja dolazi pri niskiш brzinaшa, odnosno, pri niskiш aшplitиdaшa fuпdaшentala statorskog napona. Drugi negativni efekat sastoji se и роvесапој osetljivosti иpravljackog algoritшa u odnosu na рrошепе vredпosti paraшetra statorske otpomosti. Naiшe, и slucajи da је pretpostavljena vrednost statorske otpornosti veca od realne, иpravljacki algoritшi postajи nestabilni. Takodje, и slucaju da је pretpostavljena vrednost statorske otpomosti шапја od realne vrednosti, proиzrokovaпa greska u estiшaciji statorskog fluksa izaziva pogresan rad pogona. Generalno, negativaп uticaj pozitivпe strиjпe povratne sprege шanifestuje se и povecanju nivoи ripla шошепtа шotora и sviш reziшiшa rada i u nestabilпoш radи роgопа pri пiskiш brziпaшa роgопа. Ukирпе perfoпnanse pogona шoguce је popraviti na vise пасiпа : (i) kошрепzасiјош nelineamih karakteristika prekidackih eleшenata пaponskog iпvertora , (ii) estiшacijoш treпиtпih vredпosti шotora relevaпtпih za tacnu estiшaciju flиksa i (iii) koriscenjeш estiшatora statorskog fluksa koji se пе zasпiva iskljucivo па napoпskoш шоdеlи АМ ( 4.3.1 ), оdпоsпо, na estiшator u kоше је doшiпaпtan нticaj pozitivпe strиjпe povratпe sprege. Probleшatika koшpeпzacije пeliпearпi\1 karakteristika пapoпskog iпvertora bice aпaliziraпa и zasebnoш poglavljи disertacije. Probleш estiшacije trerшtne vredпosti statorske otpomosti i drнgih paraшetara шotora, пeophodnih za estiшacijн vektora flнksa пiје razшatran u disertaciji. Osvrt па шоgиса reseпja dat је н poglavlju posvecenoш pregledu staпja u strиcпoj literaturi, sa aпalizoш reseпja koja se шоgн uklopiti и algoritaш prezentovaп и disertaciji. U okvirи disertacije defiпisaп је algoritaш za estiшacijн treпиtпih vredпosti statoгskog i rotorskog fluksa sa sшапјепош osetljivoscu и оdпоsн па пeidealпe karakteristike роgопа . Prilik )Ш defiпi saпja estiшacioпog algoritшa polazпa ideja oslanja 52 4_ Stгuktuгa algoгitma za diгektno upmvljanje asinhionim mo toгom se na zakljucak da је osnovпi uzrok пestabilпosti sensorless pogona postojanje pozitivпe povratпe sprege ро statorskoj struji u osпovпom algoritmu (4 .3.1) za estiamaciju statorskog fluksa. Shodno bme, karakteristike estimatora fluksa i sensoгless роgопа, geпeralno, moguce је pobo~sati uЫazavaпjem ili poпistavaпjem efekta pozitivпe povгatne sprege ро statorskoj stгuji, па naciп koji ne пarusava tacпost estimacije vektora fluksa. U strucпoj literaturi, zпасајап broj estimatoгa fluksa sa poboljsaпim karakteristikama se zasniva па primeпi estimatora sa zatvoreпom povratпom spregom ро estimiraпim promeпljivama staпja, gde se struktura estimatora vektora fluksa uЫazava uticaj pozitivпe povratпe sprege ро statorskoj struji. Geпeralпo, estimatori fluksa u radu sa zatvoreпom povratпom spregom mogu se svrstati i u kategoriju redukovaпih opseгvera asiпhronog motora. Naime, opserveri stanja [F9] na osпovu razlike izmedju merenog i opserviraпog izlaza modela rekoпstruisu tгeпutne vrednosti promeпljivih staпja objekta upravljaпja. Posto је u slucaju esitmacije fluksa asiпhroпog motora пemoguce meriti veliciпe пеорhоdпе za dizajпiraпje potpuпog opseгvera staпja asinhroпog motora, estimatori fluksa u zatvoгeпoj povratпoj sprezi koristi refereпtпe vredпosti vektora promeпljivih stanja modela. lzbor refeгentпog vektora zavisi od izbora strukture estimatora. U disertaciji је korisceп estimator vektoгa fluksa asinhronog motoгa u kome је povratпa sprega zatvorena ро estimiranoj vredпosti rotoгskog fluksa [G7]. Pгilikom foгmiranja sigпala greske estimatoгa, koriscena је refereпtna vredпost vektora rotorskog fluksa, koja је osnovni ulazni parametar algoгitma za diгektпo upгavljanje momentom asiпl1ronog motora, zajedпo sa refereпtnom vredпoscu шошепtа . Jednacine estimatora statorskog fluksa , izvedeпe iz estimatora u оtvогепој spгez i ( 4.3 .1 ), date su izrazima tfl =fl/ -R i +G(ч/ -tfl )1·, _ а{Зs - а{Зs s - а{Зs 'ij!_ а{Зr _ а{Зг }l (4.3.3) L,,. +М . (L,s +M)(L1,. +М)-М 2 У!__а[Зг = У!__а{Зs М -~а{Зs М (4.3.4) U jednaciпi (4.3.3), Y.* af3s pгedstavlja vredпost komaпde statorskog napona koju geпerise upгavljacki algoritaш, 'fafЗs i fa{Зrpredstavljaju estimiraпe vektore statorskog i rotorskog fluksa , у/ af3,. predstavlja referentпi vektor rotorskog fluksa, i.ад, predstavlja i zmeгeni vektoг statorske struje, dok је G pojacanje estimatoгskog dejstva. Referentпi vektor rotorskog fluksa у/ af3, definisaп је jedпacinom ( 4.2.16), i izracuпat је па osnovu гefereпtne amplitude rotoгskog fluksa tt/ D· Estimatoг funkcionise tako sto se koriscenjem jednacine (4.3 .3) proгacuпava trenutna estimiгaпa vredпost statoгskog fluksa АМ, dok se upotrebom јеdпасiпе ( 4.3 .4) па osnovu treпutne estimiraпe vredпosti statorskog fluksa i merenja statorske stгuj e pгoгacunava estimiгaпi vektor rotoгskog fluksa. Estimirana 53 4. Diгektno upгal'ljanje asinhJ-onim motomm vrednost vektora rotorskog fluksa koristi se za zatvaranje povratne sprege и jednacini estiшatora (4.3.3). Zatvorena роvгаtпа sprega ро vektoru rotorskog fluksa zпacajno poboljsava stabilпost pogona i sшапјuје пjegovu osetljivost u odnosu па пaponska izoЬ!icenja i varijacije vrednosti paraшetara шotora. Jednacina ( 4.3.4), koja definise zavisnost izmedju treпutпih vrednosti statorske struje, statorskog i rotorskog fluksa, izvedeпa је iz јеdпасiпе (3. 7), defiпisaпe za stacioпarпi af3 koordiпatпi sisteш . Posto је u tezi рriшепјеп digitalпi algoritam upravljaпja asiпhroпiш шоtоrош, neophodпo је definisati i diskгetпu vaгijantu estimatora (4.3.3)-(4.3.4). Disk.retizacija estiшatora izvrseпa је realizacijoш integralпog dejstva u (4.3.3) korisceпjeш prve Ojlerove foпne odredjeпog iпtegrala [F9]. Diskretпa foпna estiшatora fluksa data је sledeciш јеdпасiпаша (4.3.5) (4.3 .6) gde paraшetar Т,. ozпacava periodн odabiranja diskretпog estiшatoгa statoгskog i rotorskog fluksa. Aпalizoшjedпaciпa estiшatora шоzе se zakljuciti da se kroz estiшatorsko dejstvo uvodi пegativпa povratпa sprega ро statoгskoj strнji u upravljacko dejstvo (4.3.2) . Uvodjeпjeш пegativпe povrah1e sprege ро struji zпасајпо se poboljsavaju karakteristike estiшatora i dopriпosi stabilizaciji rada koшpletпog upravljackog algoritшa. Uvodeпje estiшatora fluksa , takode, utice kako па diпamiku procesa estimacije flukseva tako i па kompletпu diпamiktl роgопа za direktпo upravljaпje asiпhroпiш шоtогош. Diпaшika estimatora podesava se izboroш vredпosti ројасапја G. Takodje, izborom vredпosti ројасапја G dodatпo se stabilizuje kompletпi upravljacki sisteш, tiшe sto se роvесапјеш vredпosti estiшatorskog ројасапја povecava dopriпos пegativпe povratпe sprege ро statorskog struji и upravljackoj petlji . U пastavku, data је aпaliza uticaj a estimatorskog pojacanja па perforшaпse estiшatora fluksa. 4.3.1. Dinamicke karakteristike estimatoгa trenutne vJ-ednosti vektora statorskog i rotorskog jluksa Diпamika estimatora fluksa i zvedeпa је pod pretpostavkom da је vredпost statorskog паропа jedпaka refereпtпoj vгedпosti koja se koristi prilikom estimacije 54 4. Stгuktuгa a!goгitma za di1·ektno иргаv!јапје asinћгonim то tогот flиksa . ProЬlematika neliпeaгnih izoЬlicenja bice aпali zirana и posebпom poglavUи diseгtacije, иklјисијисi i prikaz kompeпzac ioпih metoda koje slиze za liЬ!a:Z:avanje ovog пegativnog efekta и роgопи. Dinamikи estimatora flиksa и koпtiпиalпom domenи modela mogиce је ispitati koriscenjem kombiпovanog modela, koji и sebi иklјисије model motora (2 .8)-(2 .9) i model estimatora (4.3.3)-(4.3.4). Kombiпovaпi kontinиalni model dat је sledecom matricnom jednacinom [~ arзs] = [ - (Lzs + мХ~г +м)- м 2 ')!_а{Зr М (4.3.7) gde sи matrice Ахрш i Bapm izvedene iz matrica kontinиalпog modela motora (2.9) za specijalni slиcaj modela и stacionaгnom cxf3 refeгentnom koordinatnom sistemи . Dinamicke karakteristike estimatora, takocie, mogиce је ispitati i analizom diskretпog kombiпovanog modela asiпЬroпog motora sa primenjenim estimatorom vektora flиksa. Jednacine (4.3.5) i (4.3 .6) definisll diferencnи matгicnи jednacinи estimatora vektora statorskog i rotorskog flиksa. Diпamikи estimatora mogиce је ispitati koгiscenjem diskretпog modela asinЬroпog motora (2.1 0)-(2.12), prosirenog jednaciпama estimatora (4.3.5) i (4.3 .6). Diskretna matricпa jedпaCina modela asiпhroпog motora, prosireпa estimatorom statorskog i rotorskog flиksa, data је sledecim izrazom [ tP (k)] [ о "фaf3s (k) = - (Lzs + M)(Lzr +М)- мz - а{З,· М о о 1 Jrf.a{Js(k) ј Lz,. + М ~.af3,· ( k) М 'f!_a{Js (k) (4.3.8) U matгicпoj jedпaciпi (4.3.8), parametaг Т, predstavlja periodu odabi,-aпja sa kojom rade estimator fluksa, гegulator flиksa i гegulator momeпta (trajanje periode odabiraпja podeseпa је па Т, = 200 !J.s). Matгice Еа.р 11 , i Fap,11 izvedeпe su iz matri ca 55 4. Diгektno upmvljanje asinћгonim motoгom diskretnog шodela asiпhronog шotora (2 .11) i (2.12), priшeпjenih za slucaj шodela шotora u сх{З stacioпarnoш koordinatпoш sisteшu (шodel izvedeп za slucaj kada је vredпost kruzпe ucestanosti rotacije refereпtпog kooгdinatnog sisteшa w jednaka О rad/s) . ТrеЬа priшetiti da estiшator (4.3 .8) proracunava trenutпe vredпosti vektora statorskog i rotorskog fluksa, korisceпjeш odbiraka treпutnil1 vrednosti statorske struje i trenutпih vredпosti statorskog nаропа, tj. estiшacija ne zahteva pozпavanje treпutne vredпosti rotorske brzine. Izvodjenje koшbiпovaпog шodela asinhroпog шotora i estiшatora fluksa neophodпo је kako bi se odredile dinaшicke karakteristike regulatora fluksa i regulatora шошеntа. Naiшe, posto se prilikoш regulacije fluksa i шomenta koriste estiшiraпe vrednosti statorskog i rotorskog fluksa, u dinaшici pogona ucestvuje i estiшator fluksa. Shodпo tоше, analiza dinaшickih karakteristika pogona zahteva koriscenje шodela АМ prosirenog јеdпасiпаша estiшatora statorskog fluksa. U tabeli 4.3.1 datje spektar polova sisteшa (4.3.7) za nultu rotorsku brziпu i za cetiri razlicite vrednosti paraшetra G, u pogonu bez zatvoreпih povratnih sprega ро fluksu i шошепtu. si G = O -13.47 -13.47 -763.97 -763.97 G= 1 - 13.47 - 13.47 -763.97 -763.97 -1.04 -1.04 G = 50 - 13.47 - 13.47 -763.97 -763.97 -52.01 -52.01 G = 100 -13.47 -13.47 -763.97 -763.97 -104 -104 Polovi s 1 do s4 poticu od diпaшike шotora (izracuпatu za odabranu vredпost rotorske brziпe), dok polovi s5 i s6 poticu od estiшatora fluksa. Na osпovu rezultata datih u tabeli 4.3 .1 шоzе se zakljuciti da, u sisteшu bez zatvoreпih povгatnih sprega р о fluksu i шoшentu, vredпost раrашеtга G пе utice па diпaшiku шоtога, dok se povecanjeш vredпosti estiшatorskog ројасапја polovi s5 i s 6 (koji poticu od estiшatoгa) poшeraju ulevo u koшpleksnoj S ravпi. Aпaliza ~ektra polova potvгdjuje da se povecavanjeш vredпosti estiшatorskog ројасапја skracuje tгајапје prelazпog reziшa estiшatora. Ргосеduга za izbor vredпosti раrашеtга opseгvera defiпisana је u poglavlju роsvесепош aпalizi diпaшickih kaгakteгistika regulatora flt~ksa. U паrеdпош potpoglavlju dat је prikaz шetoda za koшpeпzacijll паропskiЬ izoЬ!iceпja , izazvaпih пeliпearniш karakteгistikaшa ,orekidackih е!ешепtапа пapoпskog iпvегtога. 56 4. Struktura algoгitma za direktno upravljanje asinћгonim moto1·om 4.4. Kompenzacija nelinearni!l karakteristika пapoпskog invertora Algoritmi za sensm·less upravljanje asinhronim motorom zasшvaJU se na estimacij i trenutne vrednosti statorskog i rotorskog fluksa. К valitet estimacije zavisi о poznavanju vrednosti parametara modela motora, preciznog mereпja statorskih struja motora i poznavanju tacne vredпosti statorskog nаропа . Odredivanje vredпosti parametara motora, kao i primeпa adaptivпih metoda za пjihovu estimaciju tokom rada роgопа, predmet su istrazivanja koj a prevazilaze okvire disertacije. ProЬlem mereпja statorskih struja moguce је uЫaziti adekvatпim resenjima u memo-pretvarackoj elektronici i u upravljackom softveru. ProЫem izoЫiceпja statorskih паропа ima пeliпeamu prirodu i dinamiku samerljivu sa diпamikama promenljivih stanja motora. IzoЫicenja statorskog паропа prouzrokovaпa su sledecim efektima, vezaпim sa karakteristikama prekidackih elemeпata пapoпskog iпvertora: (i) efekat "tmtvog vremena", implementiraп u okviru upaUacke elektronike; (ii) pad пароnа па prekidackom traпzistoru tokom vodeпja, cija se vredпost шепја u zavisпosti od struje optereceпja; (iii) пaponska izoЫiceпja izazvaпa vaпJaClJama nаропа jednosmemog medukola invertora (VDc). Navedeпe pojave dopriпose tome da se trenutпa vredпost fuпdameпtala паропа па izlazu napoпskog invertora razlikuje od komaпdovaпe vredпosti zbog postojanja dodatпog pada napona na prekidackim traпzistorima iпvertora . Zbog neliпeame prirode пapoпskil1 izoЬliceпja , ciji пivo vaгira sa optereceпjem iпvertora i cija ucestaпost variгa u zavisпosti od ucestaпosti polja, kompeпzac ija пjihovog uticaja na perfoпnaпse роgопа predstavlja slozeп proЫem . U slucajevima роgопа АМ visokil1 perfoппaпsi, kompeпzovanje uticaj a napoпskih izoblicenja zal1teva realizaciju adaptivnih estimacioпih metoda. Naime, pod adaptivпim metodama podrazumevaju se algoritmi koji omogucavaju estimaciju nivoa пapoпskih izoЬliceпja zatvaraпjem povratne sprege ро promeпUivama staпja motora. Realizacija metoda za kompeпzaciju napoпskih izobliceпja u zatvorenoj povratпoj sprezi ogranicena ј е prevashodпo time sto је diпamika adaptivпih algoritama zпacajno sporija u poredenju sa diпamikom пapoпskih izoЫiceпja iпvertora . Otuda, jediпi prakticпi pristup proЬlemu kompeпzacije пapoпskih izoblicenja sastoji se u primeпifeed-for~vш-d kompeпzacije. Prediktivпa kompeпzacija napoпskih izoЬliceпja zasпiva se па izodeпju t1jihovog statickog i dinamickog modela. Deta ljaп model пapoпskih izoblicenja trofaznog пapoпskog iпveгtora dat је literaturi [ АЗ Ј. 4. Diгektno upгal'ljanje asinћi'Onim тоtогот (а) (Ь) Slika 4.4.1. Naponsko izoЬlicenje na izlazu vertikale invertora usled efekta "mrtvog vreшena" za !1 > О (а) (Ь) Slika 4.4.2. Naponsko izoЬlicenje na izlazu vertikale invertora usled efekta "шrtvog vreшena" za 11 < О 57 .. T PIVM Na sljkaшa 4.4.1 ј 4.4.2 prjkazaпo је паропskо izoЬljceпje geпerjsaпo па jzlazu vertjkale jпvertora, prouzrokovaпo роstојапјеш efekta "шrtvog vrешепа". Pojava пapoпskih јzоЬlјсепја prouzrokovaпjh efektoш "шrtvog vrешепа" јша zпасајап utjcaj па tacпostj rada ј stabilпo stj роgопа АМ. Utjcaj ovog efekta do posebпog jzrazaja dolazj н роgопјша kojj rade sa veljkjш vredпostjшa prekjdacke нcestaпost j jпvertora. Nајше, zbog ograпjceпog vгешепа gaseпja prekjdackjh traпzjstora u vertjkalj jпvertora пеорlюdпо је zakasпjtj koшaпdu раlјепја ugaseпog traпzjstora н odпosu па kt>шaпdu gaseпja traпz j stora kojj vodj u vertjkalj. Na ovaj пас јп, uпоsепјеш kаsпјепја kошапdе раlј епја u traj aпju od т, , uпosj se dodatпj stepeп sjguшost j da ugaseпj traпzjstor песе 58 4. Struktura algoritma za direktn o upra\Jljanje asinl1гonim то tогот provesti sve dok se ne ugasi tranzistor koji је vodio, cime se sprecava pojava kratkog spoja u vertikali. Trajanje "шrtvog vreшena" т, podesava se da bude duze od шaksimalnog vremeпa gaseпja tranzistora. Analizom slike 4.4.1 moze se zakljuciti da efekat "шrtvog vrешепа" za struju vertikale !1 > О generise паропskо izoЬliceпje srednje vrednosti- VDcт/Tnvм u toku јеdпе koшutacione periode TPivм, dok za struju vertikale !1 < О geпerise naponsko izoЬliceпje srednje vredпosti VDcт/Tp;vм· Treba пapomeпuti da је analiza efekta "mrtvog vremeпa" vrseпa za slucaj komaпde паропа modulisane simetricпom PWM modulacijoш. Poznavaпje tacпog modela efekta "1mtvog vremeпa" omogucava njegovu feed- foгwaгd kompeпzaciju. Naime, pracenjem zпaka struje vertikale iпvertora moze se proceniti veliciпa пapoпskog izoЬliceпja, tokom јеdпе koшutacioпe periode. Uticaj efekta "mrtvog vremeпa" moguce је miпimizirati tako sto se vredпost komaпde nаропа vertikale invertora koriguje za izпos vrednosti пapoпskog izoЬlicenja. Kompenzacija efekta "mrtvog vremena" zahteva odredivaпje zпaka struje vertikale invertora, poznavanje vrednosti "mrtvog vremena" т, i nарова jedпosmemog medukola iпvertora VDc· Algoritam za kompeпzaciju efekta "mrtvog vremena" defiпisan је izrazoш .!:::ьсСk) = }':ьЈk) + V0 c T'rr sign[iaь/k) ], РIУМ (4.4.1) gde је у_*аЬс(k) komaпda statorskog парова, geпerisaпa od stгапе regulatora statorskog fluksa. Рогеd efekta "mrtvog vremeпa", dodatпa izoЬliceпja па izlazu veгtika la iпvегtога pгouzrokuju i padovi паропа па pгekidackim traпzistoгima . Fuпkcija zavisпosti izmedu vгedпosti pada паропа па eпeгgetskom traпzistoгu i struje орtегесепја odredeпa је pгekidackim karaktersitikama eпeгegetske kompoпeпte. Gепегаlпо, опа se moze modelovati пeliпeamom redпom otpoгпoscu u strujпom kolu statora АМ. Detaljaп opis modela optereceпe prekidacke kompoпeпte dat је u [АЗ] . Ipak, dopriпos efekta pada паропа па optereceпom prekidackom elemeпtu пapoпskim izoЬliceпj ima iпvertora zпасајпо је шапјi u poredeпju sa efektom "mrtvog vremeпa", pogotovo u роgопiша АМ vece sпage. Zbog toga, uticaj efekta pada паропа па prekidackim kompoпeпtama пiје uzet u ubzir prilikom realizacije роgопа u okviru disertacije. Dodatпi uzrok паропskiЬ izoЬliceпja па izlazu trofazпog iпvertora sastoji se u pojavi varijacija пароnа jedпosmemog medLikola VDc pretvaraca. РгоЬlеm uticaja varijacija паропа jedпosmerпog medjukola па performaпse роgопа АМ detaljпo је aпali z iraп u literaturi [НЗ] , u kojoj је dat diпamicki model sprege motoгa sa pasivпim 59 4. Direktno upm1'ljanje asinhгonim motorom filtrom napona VDc u zavisnosti od rezima rada роgопа. ProЫema uticaja varijacija пароnа VDC na performaпse роgопа moguce је resiti na vise nacina: (i) modifikovaпjem komaпdnog signala statorskog nаропа na nacin koji dopriпosi prigusivaпja oscilacija napona jedпosmernog medjukola [Н4]. Modifikacija se vrsi iпjektovaпjem komponente komandпog nаропа u koпtrafazi sa rezoпantпom kompoпeпtom napona medjukola VDc; (ii) realizacijom zastitnih funkcija, koje prekidaju rad pogona u slucaju prenapona na medukolu; (iii) шerenjem nаропа шedukola i norшiranje komandпiЬ signala invertora iпverzпo proporcionalno trenutnoj vredпosti пароnа VDc, kako bi fundamental izlazпog napona invertora uvek Ьiо jednak zadatoj vredпosti, nezavisno od trenutne vredпosti VDc· Treba napoшenuti da kompeпzovanje efekta varijacija napona VDc zahteva ugradпju galvaпski izolovanog mernog kruga, sto se u sensoгless pogoniшa пајсеsсе izbegava, kako Ьi se miпimizovao potreban broj merniЬ mesta. U narednom potpoglavlju data је aпaliza diпamickih karakteristika regulatoгa statorskog fluksa. 4.5. Analiza dinamiCkilt kamktuistika J'egulatмa statm-skog jluksa Ovo potpoglavUe obul1vata ispitivaпje diпaшickil1 karatkeristika regulatoгa fluksa, korisceпjeш aпalitickih metoda i metode simulacije modela pogona. U prethodniш potpoglavljiшa, dat је prikaz strukture algoritшa za direktпo upravljaпje momentom asinЬroпog шotora. Na osnovu prikazaпog, moze se zakljuciti da regulator fluksa radi u sprezi sa regulatorom momenta, u smislu da su amplituda i ucestanost reference statorskog fluksa odredene refereпtпom vredпoscu momenta i izlazom regulatora momeпta . Prilikom analize diпamickih karakteristika regulatora fluksa пеорhоdпо је raspregnuti konture upravljanja fluksa i momeпta. То је ucinjeпo tako sto su dinamicke kaгakteristike statorskog fluksa ispitivane za fiksпe vrednosti statorske ucestaпosti we. Takodje, aпalize dinamickih kaгakteristika гegulatora fluksa izvrseпa је pod pretpostavkom da је refereпca momenta Те= О. Ova pгetpostavka пеmа uticaja na 60 4. Stmktuгa algoгitma za diгektno upгav/janje asinhгonim motomm dinamicke karakteristike regulatora fluksa, pri cemu olaksava analizu posto za Те= О vazi pretpostavka da је rotorska brzina w, jednaka ucestanosti rotiraвj a polja ше. Ovaj pristup omogucava da se diвamicke karakteristike regulacije statorskog fluksa podese вezavisвo od dinamike regulatora momenta. Dinamika regulatora fluksa u sprezi sa regulatorom momeвta aвaliziraвe su u poglavUu posveceвom dinamici regulatora momenta. Prilikom analize dinamickih karatkeristika regulatora fluksa koristi se model АМ prosireв estimatorom statorskog fluksa (4 .3.8). Prosireвi model је веорhоdво koristiti zbog toga sto se povratna sprega zatvara ро estimiraвoj vredвosti statorskog fluksa. Aвaliza dinamickih karakteristika podrazumeva sledece: (i) posto parametri prosireвog modela АМ zav1se od treвutne vrednosti rotorske brzine, neophodno је ispitati dinamicke karakteristike regulacionog sistema u celom opsegu radвih brziвa pogona; (ii) potrebno је ispitati uticaj рrошеве vrednosti statorske otporпosti Rs па tacnost i stabilnost regulacije statoгskog fluksa; (iii) potrebno је ispitati uticaj varijacija paгametara modela АМ na dinamicke karakteristike regulacije; (iv) potrebвo је definisati kriterijum za izboг vгednosti paгametara regulatoгa fluksa. Aвaliza diвamickih karakteristika regulatora fluksa izvrseвa је korisceвjem metode geometгijskog mesta koreno,,a. Prilikom analize, koгisceвj e model АМ pros iгen estimatoгom statorskog fluksa. Tokom simulacije sistema, гeferentna vгedпost amplitude rotorskog fluksa postavljeвa је ва nomiпalпu vгedпost џ/0 . Refereпtвi vektoг гotorskog fluksa Ј;! af3,· racunat је koгisceвjem jedвacine ( 4.2 .16), u zavisвosti od amplitude гotorskog fluksa v/o i ugla polja ее dobijenog iвtegaгcijom usvojene vrednosti kruzпe ucestaвosti polja ше. Naime, геfегевtвi vektor rotorskog fluksaJJ/ af3,· predstavlja sastavni deo simulacoвog modela posto koristi se u okviгu estimatoгa statoгskog fluksa ( 4.3 .8) . Referentвi vektoг statorskog fluksa ш* af3s racuвa se koгisceвjem jedпacine ( 4.2.18), pri cemu је usvojeпa гefeгentna vгedвost momeпta Те= О. 4. Diгektno upгm;fjanje asinћгonim motoгom . a{Js (к) + ~J~.Q-. ~ - ~ щ(к) ~ Wr (к) = We (к) . - Regulator 1: a{Js (к) K!Nv Va{Js (к) Modei АМ prosiren ... _ - ... fluksa ... estimatorom flu ksa z - .. La{Js (к) Slika 4.5.1 Model koriscen za analizu dinamickih karakteristika regulatora fluksa г- 1/t (k) ~ 61 Na slici 4.5.1 dat је prikaz diskretnog modela koriscenog za analizu dinamickih karakteristika regulatora flиksa. Peгioda odabiranja diskretnog modela jedг..aka је Т, = 200 J..LS . Iпvertor је modelovan ekvivalentnim pojacanjem KINv i kasпjenjem od jedne periode odabiraпja . Каsпепјеm је modelovaпa dinamika impиlsпe sirinse modиlacije , opisaпa и literatuгi [Н2] . U пaredпim potpoglavljiшa izvrseпa Је analiza diпamickih karakteristika regиlatora za razlicite иslove rada роgопа. 4.5.1 Podesavanje VJ'ednosti рш-атеtш-а J'egulatora statoJ'skog fluksa Podesavaпje vredпosti paraшetara regиlatora flиksa podrazишeva defiп isaпje kriterijшna za izbora пjihovil1 vredпosti. Posto ј е и regulatoru statorskog flиksa пеорlюdпо podesiti vredпost jedпog paraшetra, proporcioпalпog dejstva к," diпamicke karakteristike regиlatora ispitivaпe sи aпalizom spektra koreпa karakteri st icпe ј еdпасiпе sistema za razlicite vredпosti rednog ројасапја. Prilikoш modelovaпja роgопа korisceпe su vгedпosti paгametara asinhroпog шоtога иgгаdепоg и eksperimeпtalпoш pogoпu , date и Dodatkи 1. 4. Stгuktuгa a!goгitma za di1·ektno upгa v!janje asinl11·onim mot01·om 0.1 lmag о . -0.1 -0 .2 -0.3 -0.4 -0.5L---~--~--~----~~--~~_L~~~~-L--~----~ о 0.2 0.4 0.6 0.8 Real Slika 4.5.2. Spektar korena karakteristicne jednacine sistema sa regulatorom fluksa, za brzinu motoгa w, = 0.5 pu 62 Na slici 4.5.2 prikazaп је spektar koreпa karakteristicпe јеdапсiпе modela sa slike 4.5.1 za Opseg vredпosti proporcioпalпog dejstva K I'E [ 1 О , 200] , pri ројасапјu estimatoгa fluksa G = О i ргi rotorskoj bгziпi w,. = 0.5 pu . Pored spektra koreпa, па slici 4.5.2 pгikazaпe su liпije koпstaпtпog priguseпja i koпstaпtпe ucestaпosti пepriguseпiЬ prirodпiЬ oscilacija, koje se koriste prilikom izbora adekvatпe vredпosti redпog роЈасапја ~1 • Naime, osпovпi kгiterijum pri izboru vredпosti redпog ројасапја pгedstavlja priguseпje ~ domiпaпtпiЬ polova sistema u zatvoreпoj povratпoj sprezi. Naime , aperiodicпi odziv statoгskog fluksa moguce је ostvariti ukoliko је priguseпje domiпaпtпil1 polova sistema mапје od ~ < 0.707. SЬоdпо tome, izabraпa је vredпost paгametra redпog ројасапја ~~ za koju је priguseпje domiпaпtпiЬ polova jedпako 0.7 . Polozaj domiпaпtпiЬ polova prikazaп је па slici 4.5 .2, zajedпo sa odgovarajucom vredпosti redпog pojacanja, ~~ = 170. 4. Diгektno upгaPljanje asinl1гonim motoгom ~ 1 ч! а/3 5 1--." 0.8 6_06 0.4 0 .2 о -5 о 5 10 15 vreme [ms] Slika 4.5.3. Siшulacija odziva aшplitude statorskog fluksa za КР = 170 i za т,. = 0.5 pu 63 Na slici 4.5.3 dat је prikaz siшuliranog odziva statorskog fluksa шodela na slici 4.5.1 , za ОЈ, = щ= 0.5 pu, v/D = 1 pu, т.= о i za К"= 170. Rezultati siшulacije potvrduju da је postignut aperiodicпi odziv vrешепа uspoпa tr = 400 IJ.S, sto odgovara propusnoш opsegu regulacije od 1 kHz. Treba napoшeпuti da је vгednost redпog ројасапја гegulatoгa fluksa podesavaпa na шodelu АМ izvedeпoш za vгedпost rotorske brziпe w,= 0.5 pu, sto predstavUa sгediпu noшiпalпog opsega vaгijacija vredпosti rotoгske brzine. То је uciпjeno u cilju роvесапја robusnosti regulatora fluksa u odnosu па varijacije rotorske bгzine шotora . Nakon podesavaпja vrednosti propoгcioпalпog dejstva К", ispitana је ostetljivost regulatora па ргошеnu vгedпosti раrашеtага роgопа. 4.5.2 Uticaj brzine obrtanja rotora па dinamicke karaktaistika regulatora statorskog jluksa Na osпovu aпalize шodela АМ u stасiопагпош а{З koordiпatпoш sisteшu шоzе se zakljuciti da se staticke i dinaшicke kaгakteгistike pogona шenjaju u zavisпosti od tгeпutne vгedпosti rotoгske brzine. Posto је potrebno pгojektovati pogon koji гadi u 64 4. Struktura algoгitma za diгektno upгa11ljanje asinhгonim motoгom celom opsegu radnih brzina motora, neophodno је ispitati uticaj parametra w, na diпamicke karakteristike regulatora statorskog fluksa. lmag Slika 4.5.4. Spektar polova sistema za Кр = 170 i za щ Е [-2 pu, 2 pu] Na slici 4.5.4 prikazaп је spektar polova sistema za ~' = 170, рп рrошеш гotoгske bгzine u opsegu w, Е [-2 pu, 2 pu]. Aпa1izom spektгa polova па slici 4.5.4 шоzе se zakljuciti da ргi шaksiшalnoj vaгijaciji vгedпosti гotorske brziп e шotora diпaшika regulatora statorskog fluksa zadгzava pгoj ektovaпe karakteristike, posto faktoг priguseпja doшiпaпtпih polova sisteшa п е prelazi zadatu vгedпo st ~ = О . 7. Rezu1tati aпalize robusпosti regulatora fluksa u odпosu па varijacije rotorske brziпe, doЬijeпi aпa1itickiшпa slic i 4.5.4, potvrdeпi sн i korisceпjem rezultata simulacije mode1a sistema. Sisteш је siшu1iraп za tri razlicite radne brziпe w, {О ри, 1 pu, 2 pu}. 4. Diгektno zщгa l'ljanje asinhгonim тоtогот 0.8 6. 0.6 0.4 0.2 о -5 ,~,, о ~ "'-(с) 5 vreme [ms] /(Ь) ~ \а) 10 Slika 4.5.5. Odziv amplitude statorskog fluksa modela sistema za (а) (Ј), = О pu, (Ь) (Ј), = 1 pu i (с) (Ј), = 2 pu 65 15 Slika 4.5.5 sadrzi odziv regulatora statorskog fluksa za razlicite vrednosti rotorske brziпe. Analizoш rezultata simulacije шоzе se zakljuciti da, za maksiшalni opseg varijacija bгzine шotora, ne dolazi do znacajnih promena u perfonnansaшa regulatoгa fluksa, tj. da regulator zadгzava pгojektovaпe diпaшicke kaгakteristike. Odzivi za vredпosti rotorskih brzina - 1 pu i - 2 pu nisu prikazani, posto se poklapaju sa odzivima za Ьгziпе 1 pu i 2 pu, respektivno. U пarednoш potpoglavlju data Је analiza osetljivosti гegulatora fluksa па varijacije vrednosti statorske otpornosti. 4.5.3 Uticaj statorske otpornosti па dinamicke karakteristika regulatora statorskog jluksa i podesavanje vrednosti pojacanja G estimatora jluksa U poglavlju posveceпom aпalizi literature u oЬlasti projektovaпja DTC i SFO роgопа, рошепutо је da varijacije vredпosti statorske otpornosti imajн znacajaп uticaj па stabilпost DTC i SFO sensoгless роgопа. Ovaj efekat do posebпog izrazaja dolazi u pogoпima sa estimatorima statorskog fluksa realizovaпim u otvoreпoj povratпoj sprezi ( 4.3 .1 ). U tош slucajн , kada realпa vгedпost statorske otpornosti postane шапја od pгetpostavljene vredпosti estimator i regulator statorskog fuksa postajн nestabilni . Ovaj efekat је ilu strovaп aпaliticki , па primeru regнlatora statorskog fluksa realizovanog u 66 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno иргаЈЈ!јапје asinћгonim motoгom okviru disertacije, sa priшenjenim estimatoroш statorskog fluksa и otvorenoj spreZI (G=O). ОЈ ro Е 0.08 0.06 0.04 0.02 1 о -0.02 -0.1~--~--~--4-~~+-~-+~-----------L----------~ 0.9 0.95 1.05 1.1 Real Slika 4.5.6. Spektar polova regulatoгa fluksa za G =О i za ft., Е [0.75R,, l.25R, ] Aпalizoш spektгa polova па slici 4.5 .6 moze se zakljuciti da regulator statoгskog fluksa postaje пestabilaп ukoliko је pretpo stavljeпa vredпos t statoгske otpornosti veca od realпe vгedпosti R,. Ovaj se zakUucak шоzе prosiriti i па zпасајап broj DTC i SFO stгuktura koje se zasпiYaju па estiшac iji s tatoгskog fluksa u otvoreпoj povratnoj spгez i (4.3.1). РrоЫеш osetljivosti reglllatora fluksa u odпosl\ па ргошепu Yredпosti statorske otpornosti, ll okviru disertacije је uЫаzеп рriшепош estiшatora statorskog flllksa ll zatvoreпoj povratпoj sprezi (4.3.5)-(4.3.6). Naredпa aпaliza treba da pokaze da рriшепа opservera statorskog fluksa (G;tO) omogllcava гаd estimatoгa i гeglllatora statoгskog flllk sa i tl rezimima rada tl kojima dolazi do razdeseпja Yredпosti statorske otpornosti. 4. Di!'ektno upravljanie asinћmnim тоtогот 0.08 0.06 0.04 0.02 lmag о -0.02 -0.04 -0.06 -0.08 0.95 IRs> l.ЗRJ / 1 Real 1.05 1.1 Slika 4.5.7. Spektar polova regulatora fluksa za G = 1 ОО i za R, Е [0.5Rs, l.5Rs] 67 Na slici 4.5 .7 prikazan је spektar polova regulatoгa sa estiшatoroш statorskog fluksa u zatvorenoj sprezi (G = 1 ОО), pri varijacijaшa pretpostavljene vгednosti statoгske otpoшosti u opsegu od О. 75 pu do 1.25 pu. Analizoш spektra polova moze se zakljuciti da sisteш postaje nestabilan kada pгetpostavljena vredпost statorske otpoшosti postane veca u odпosu па 1.3 R.P gde је Rs realna vгednost раrашеtга. Aпaliza pokazuje da рriшепа opservera statorskog fluksa sшапјuје osetljivost regulatora u odпosu па varijacije statorske otpoпюsti , posto oшogucava rad regulatora i za Rs > Rs. Otuda, sledi da sa роvесапјеш vredпosti povratnog dejstva G estiшatora statoгskog fluksa sisteш postaje шапје osetljiv u odпosu na vaгijacije рагашеtга Н,. Stavise, osпovпi kriteгijuш za podesavaпje vгedпosti pojacanja G estiшatoгa fluksa, upravo i jeste podesavaпje шargiпe dozvoljeпih varijacija vredпosti statoгske otpoшosti pri koj iша regulator fluksa ostaje stabilaп. U okviгu teze, postavljeп је zahtev da је пеорhоdпо da se obezbedi stab ilaп rad regulatora fluksa pri vaгijacijaшa statoгske otponюsti u opsegu ±25%. l spitivaпje stabilпosti rada sistema za гazlicite vгedпosti ovog parametгa izvгseno је aпalizom spektгa kогепоvа kaгakteгisticпe јеdпасiпе koпtuгe upгavljaпja statorskim fluksom. Utvгdeпo је da za vredпost ројасапја estimatoгa fluksa G = 1 ОО, гegulator fluksa radi stabilпo u usloviшa varijacija statoгske otpoшosti u zadatom opsegu. 68 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno иргт!/јапје asinlп-onim тоtогот U prethodna dva potpoglavlja ispitana је osetlj ivost regulatora fluksa u odnosu na varijacij u brzine роgопа i vrednosti statoгske otpoгnosti. Рогеd varijacije vredпosti statorske otpoгnosti, potrebпo је isp itati i uticaj promeпe iпduktivnosti motoгa na s tabilпost regulatora statoгskog fluksa. 4.5.4 Uticaj varijacija induktivnosti motora па dinamicke kшaktaistike regulatot·a statorskog jluksa U ovom potpoglavlju aпaliziran је uticaj varijacija iпduktivпosti magпecenja motora па diпamicke karakteristike regulatoгa fluksa. Varijacije iпduktivпosti magпecenja motora prouzгokovane su ројаvош zasiceпja шаgпеtпоg kola. Model ove pojave detaljпo је opisaп u literatuгi [Hl] . Uticaj varijacija iпduktivпost i па diпaшicke karakteristike regulatoгa fluksa ispitaп је korisceпj~m rezultata simulacije sistema. 1.2 0.8 б.. 0.6 0.4 0.2 о 1 v о /' !._________ ~'--1 t a/3 ,l 2 4 vreme[ms] 1 1 1 1 1 1 1 6 8 Slika 4.5.8. Odziv amplitude statorskog fluksa modela s i steп pad induktivnosti magnecenja na l 0% nominalne vrednosti ~ 1 li 11 11 ,1 11 1! 1' 1 10 Na slici 4.5.8 prikazan је odziv regulatoгa statorskog fluksa za sistem u kome је induktivnost magпecenja pala na 10% пошiпа!пе vrednosti . Aпalizom odzi va moze se 69 4. Diгektno up~·apfjanje asinhгonim тоtогот zakljuciti da proшena induktivnosti шagnecenja nеша uticaja na stabilnost regulacije. Uticaj proшene induktivnosti шagnecenja na tacnost regulacije шошеntа АМ analiziran је poglavUu posvecenoш regulatoru шошеntа. 1. 2 1 ~ ltaP,I 0 .8 5_ 0 .6 0.4 0.2 о о 5 10 15 vreme [ms] Slika 4.5.9. Odziv amplitude statorskog fl uksa пюdе lа sistema za pad statorske rasipne induktivnosti па 10% nominalne vrednosti 1.2 0.8 5_ 0.6 0.4 1 0.2 о -5 о 1 ' liap,l 5 vreme [ms] 10 15 Slika 4.5. 1 О. Odziv amplitude statorskog fluksa modela sistema za pad rasipne rotorske induktivnosti па 10% nominalne vrednosti 70 4. Struktuгa algoritma za diгektno upravljanje asinhгonim mo toгom Slike 4 .5.9 i 4.5 .1 О sadrze siшulirane odzive regulatora fluksa pri рrошеnаша vredпosti rasipпe statorske i rasipпe rotorske iпduktivnosti, respektivno . Rezultati siшulacije pokazuju da рrошепа vredпosti rasipпih iпduktivпosti ima ша!о uticaja na diпamiku regulatora fluksa . 4.5.5 Uticaj rotorske otpornosti па dinamiCke karakteristike regulatora statмskog jluksa Varijacije temperature шotora dovode do varijacija vredпosti rotorske otpornosti. U ovom potpoglavlju ispitaп је uticaj promene parametra R, na dinamiku regulacije fluksa. 0.8 & 0.6 0.4 0.2 о -5 Ј~,Ј о .......-----(а) • ;Ь) 5 vreme [ms] 1 10 15 S1ika 4.5.11 . Odziv amp1itнde statorskog flнksa пюdе1а sistema za rotorskll otpornost (а) 0.5 i (Ь) 1.5 nomina1ne vrednosti R, Na slici 4.5.11. rrikazaпi su odzivi simulacije regulatora fluksa sa роgоп sa proшenjeпom vredпoscu rotorske otpornosti od ±50%. Aпaliza rezultata siшulacije na potvrcuje da је uticaj promeпe rotorske otpornosti na регfоrшапsе regulatora statorskog fluksa zaпeшarlj iv. U паrеdпош poglavlju pгikazaпa је struktura regulatora шошепtа. 71 4. Di1·ektno upгavljanje asinlu·onim тоtогот 4.6. AlgOI'itam za regulaciju momenta asinllronog motora U prethodnom poglavljи prikazan је algoritam za иpravljanje statorskim flиksem АМ. Pokazano је da је mogиce ostvariti regиlacijи statorskog flиksa motora и svim rezimima rada pogona. Takode, pokazano је da regиlator flиksa omogиcava raspregпuto иpravUanje vektorom flиksa i momeпta АМ, posto regиlator statorskog fluksa koristi trепиtпе vredпosti statorskih napona motora kao иpravljacke velicine, dok se momeпtom иpravljati varijacijama иcestaпosti polja. т; . Y!_ a[Js . ~ ~аЬс PWM VSI ... Regulator fluksa, ~ estimator fluksa i те estimator momenta Lаьс .. г--- .... lf!..oo - Racun refere-+ ,,. ... PI regulator (Ј) е nce stato- . ... momenta т • ... rskog fluksa 1 ... Slika 4.6.1. Struktura algoritma za direktno upravljanje шomentoш АМ ~ . l.f!_a{Js Na slici 4.6.1 pгikazaпa је strиktura regulatora momeпta asiпl1roпog шotora. Regиlacija шоmепtа oslaпja se па bazicni priпcip rada АМ, detaljno opisaп u strиcпoj literaturi [Е5]. Naiшe, и [Е5] је pokazaпo da, u роgопiша АМ sa regиlisaпom aшp\itudoш statorskog flиksa , шаlе step рrошепе иcestaпosti klizaпja щ izazivajи promeпe vredпosti moшenta, gde роvесапје ucestaпosti klizaпja dovodi do роvесапја vredпosti шomenta i obmиto . Navedeпi priпcip је и disertacij i prosireп tako sto proгacuпom odgovarajиceg refeгeпtпog vektora statoгskog fluksa obezbedиje koпstaпtпa amp\ituda rotorskog flиksa. Na taj nacin, linearizovaпa је zavisпost izmedu ucestanosti klizanja i vгedпosti шоmепtа шotora ( 4.2.1 0). Naime, linearnи zavisпost izшedu шошепtа АМ, tгепutпе vredпosti kvadrata amp\itude гotoгskog fluksa i иcestaпosti klizaпja mogиce је dokazati па оsпоvи јеdпасiпа mode\a motoгa (4.2 .1)-(4.2.5), izvedeпi\1 za stacioпami а,В koordiпatrii sistem ( cv"=O). Treпutпu vгedпost ugla polozaja e'l' vektora rotorskog fluksa Ј/!сх{Зr шoguce је izvesti korisceпjem sledece јеdпасiпе 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asiniiгonimmo toгom 1jf n. е =arctg-~-" '1' . 1flaг Otuda, sledi da је нgaona brziпa vektora polja 72 (4 .6.1) (4.6.2) Na osпovu modela АМ u stacioпamom а{З koordiпatпom sistemu, prve izvode а i f3 kompoпeпti rotorskog fluksa moguce је izraziti kao ifrar = -iагRг -Wг1fl f3r 1Jf {Зг = -i f3rRr + йЈ г1fl !УЈ. (4.6.3) (4.6.4) Smeпom јеdпасiпа (4.6.3)-(4.6.4) н јеdпасiпн (4.6.2) dobija se izraz za ugаопн brziпu vektora rotorskog fluksa (4.6 .5) Na osпovu izraza ( 4.6.5) izvodi se zavisпost izшedu treпutпe vredпosti шошепtа АМ i treпutпih vredпosti ucestaпosti klizaпja i aшplitude rotorskog fluksa kao Т = 3 Р IY::af3J (w _(Ј) ) = 3 р IY::a/J (Ј) . е 2R '~'г 2R s г г (4.6.6) U strukturi za upravljaпje шошепtош, datoj па slici 4.6 .1, regulacija treпutпe vredпosti momeпta ostvareпa је korisceпjem treпutпe vredпosti ucestaпosti poUa we ( we =w'll) kao upravljacke veliciпe. Naiшe, posto је rotOI"ska brziпa w, sporoproшeпljiva veliciпa u рогеdепјu sa diпamikoш elektгicпih veliciпa шotora ( elektricпi шошепаt, struje i fluksevi), шоzе se pretpostaviti da рrошепе vredпosti ucestaпosti polja w" direktпo нticu па рrошепu treпutпe vredпost ucestaпosti klizaпja ОЈ,., posto је Щ = ОЈ.- ОЈ, .. Naiшe , povecaпjem treпutпe vredпosti ucestaпosti polja povecava se treпutпa vredпost ucestanosti klizaпja i obmuto. U strukturi па slici 4.6.1 , 1·egulacija trenutne vrednosti шошепtа АМ ostvareпa је korisceпjeш konveпcijalпog Р! zakona upravljanja, sa 73 4. DiJ-ektno upravljanje asinћгonim motoгom periodom odabiranja Т,= 200 /lS. Naime, иlazni signal и PI regиlator predstavya razlikи izmedu refereпte vrednosti i treпиtne estimiraпe vredпosti momeпta АМ ( 4.2.5). Izlaz regиlatora сiпе dve kompoпeпte : (i) proporcioпalпo dejstvo, kojim se podesava brziпa odziva regиlatora momeпta i (ii) iпtegralno dejstvo koje obezbedиje nиltи gresku momeпta и stacionamom stanju. Treba napomenиti da se stacionama vтednost иcestanosti polja, za iste refeгeпtne vredпosti momeпta, mепја и zavisnosti od treпutne vredпosti brziпe motora. U tom smislи, iпtegralno dejstvo regиlatora ima dodatпи fипkсiји da и zavisnosti od trenиtne vrednosti greske momeпta, defiпise stacionamи vredпost иcestaпosti polja ше, koja se menja и zavisnosti od treпиtne vredпosti rotorske brzine. Razume se, prethodпa aпaliza је validпa u slиcaju da је regиlacija momeпta stabilпa u svim rezimima rada pogona. Na osnovujedпacine (4.6.6) moze se zakljuciti daje zavisnost izmedи momenta i иcestanosti klizanja dinamicki proces, s obzirom па cinjenicи da је rotorski flиks, iako posredпo regиlisan korisceпjem regиlatora statorskog flиksa, promeпljiva vel iciпa sa odgovarajиcim traпzijeпtпim staпjima. Posto model momenta АМ ima nelineamи prirodu, dinamicke karakteristike regиlatora momeпta ispitaпe sи korisceпjem liпearizovaпog modela роgопа. Liпearizacija modela podrazиmeva defiпisaпje kriterijuma za izbor radnih tacaka и cijoj okoliпi se vrsi aproksimacija nelineamog modela liпeamim. U slucajи modela odziva momeпta АМ, radne tacke su defiпisaпe vektorom referentne vredпosti amplitиde rotorskog flиksa, rotorske brziпe i vredпoscu krиzпe иcestaпosti polja. Amplitиda гotorskog fluksa izabraпa је zato sto direktпo иtice па staticko pojacanje modela momeпta, dok trепиtпе vr-edпosti rotorske brzine i иcestanosti polja imajи иticaja па diпamicke karakteristike modela. т; (k) + we(k) I e(k) ...... PI Wт{z) ~ \..../ ~ - Slika 4.6.2. Uproscena kontura regulacije momenta АМ Na slici 4 .6.2. prikazaпa је Ыоk sema konture upravljaпja momeпtom АМ, primeпom konvencioпalnog PI regulatora. Paгametri r-egulatora momeпta АМ odreduju se korisceпjem staпdardпe metode geometrijskog mesta koreпa [F9], za fuпkciju povr-atпog preпosa sistema sa slike 4.6.1 . Naime, za оdаЬгапi radпi rezim, definisaп rаdпош tackom и kojoj se vrsi liпearizacija, regulator momeпta se moze pгedsaviti ekvivalentпom Ыоk semom datoш па slici -46.2. Fuпkcija povratпog preпosa Wт{z) 74 4. Stгuktuгa algoгitma za dir·ektno upгavljanje asinћгonim тоtогот dobijena је linearizacijoш шodela koшpletnog sisteшa, sa estiшatoroш fluksa , geпeratoroш refereпce statorskog Пuksa i regulatoroш statorskog fluksa. (4.6.7) [ А ] [ о У!_а{35 (k) 2 tfJ (k) = _ (L15 +MXL1, +м)- м -а{Зr М (4.6.8) (4.6.9) (4.6.10) Jednaciпe ( 4.6. 7)-( 4.6.1 О) predstavljaju шodel koшpletпog роgопа, sa iшpleшeпtiraniш regulatoroш statorskog fluksa, etstiшatoroш statorskog fluksa i estiшatoroш шошепtа. Pored sisteшa difereпcпih јеdпасiпа, шodel obuhvati i algoritaш za proracuп refereпtпih vektora statorskog fluksa ( 4.2.11 )-( 4.2.15). Aпalizoш шodela sisteшa шоzе se zakljuciti da se radi о пеliпеаmош objektu upravljaпja cije је radпa tacka definisaпa treпutпiш vredпostiшa ucestanosti polja, rotorske brziпe, refereпtпiш vektoroш rotorskog fluksa ljf* DQ i refereпtпiш vektoroш statorskog fluksa. (4.6.11) Јеdпасiпа (4.6.11) predstavlja difeгencпu jedпaciпu PI гegulatoгa шошепtа АМ , u sisteшu па slici 4.6.2. Vгedпosti рагашеtага гegulatoгa КТЈ i Кп гасuпајu se kогisсепјеш шetode GMK па шodelu роgопа ( 4.6 . 7)-( 4.6.1 О) liпeaгizovaпoш u гаdпој tacki defiпisaпoj пошiпаlпiш rotoгskiш fluksoш, гоtогskош Ьгziпош ОЈ,. = 0.5 pu i ucestaпoscu klizaпja koja odgovaгa poloviпi пошiпаlпоg шошепtа АМ. Izboг гаdпе tacke izvseп је tako da se пalazi па sгediпi opseg svih гadпih геziша АМ sa шagпetizacijoш пошiпаlпiш fluksoш. Diпaшicke kaгakteгistike гegulatoгa шошепtа ispitaпe su aпaliticki i kогisсепјеш rezultata siшulacije za citav opseg radnih reziшa роgопа. Fuпkcija povratпog preпosa W т(z) dobija se па osпovu liпeaгizovaпog шodela sisteшa datog sledeciш јеdпасiпаша, 75 4. Diгektno upгavljanje asini1гonim тоtогот (4.6.12) (4.6. 13) Matrice Ат, Вт i Ст dobijene su linearizaciojom modela ( 4.6. 7)-( 4.6.1 0), za radпu tacku defiпisanu vektorom trenutnil1 vrednosti [w", w" 1f!•DQ• 1f!•dчJ. Linearizacija modela izvrsena је korisceпjem programskog paketa Matlab, tj. specijalizovanih Ьlokova za linearno modelovanje simulacionih modula u okviru potprograma Simulink. Projektovaпje regulatora momenta koriscenjem metode GMK zasпiva se kriterijumu izbora polozaja domiпaпtniЬ polova sistema u zatvoreпoj povratnoj sprezi, koji odreduju dinamicke karakteristike regulatora. Polozaj domiпaпtпih polova odabran је u skladu sa zahtevanim dinamickim karakteristikama regulatora momeпta u zatvorenoj povratпoj sprezi, sa ciljem da se postigne aperiodicni odziv momeпta sa propusnim opsegom upravljackog sistema vecim od 500 Hz. "' ·;;: /~~~ 0.8 0.6 0.4 1 1 1 0.2 \ \ \ \ \ -; Of--- --- ro Е ·0.2 \ -0.8 -0 .6 -0.4 ·0.2 о 0.2 0.4 0.6 0.8 Real Axis Slika 4.6. 3. Projektovani polozaj dominatni\1 polova z' и regulatora momenta 76 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asinlrгonim mofot-otll Aperiodicni odziv momenta mogoce је postici ukoliko је faktor pгigusenj a dominantnih polova ~~ 0.7 , dok se propusni opseg sistema u zatvorenoj povratnoj sprezi podesava izborom ucestanosti neprigusenih prirodnih oscilacija w" dominantnih polova, w"=2n500 r/sec. Za diskretni sistem sa periodom odabiranja Т,=200 џ.s, polozaj domiпantnih polova odгeden parametгima ~ = 0.7 i w"=2n500 r/sec dat је na slici 4.6.3. Odabгani polozaj domiпaпtпil1 polova obezbeduje da regulacioпi sistem ima propusni opsegom 500 Hz, sto odgovaгa vremenu uspona momenta od tr "" 1 ms. Propusni opseg regulatora momenta podeseп је u odnosu na propusni opseg regulatora fluksa tako da dinamika regulatora momenta bude 2-;.-3 puta sporija od dinamike regulatora fluksa. Ovo је пeophodno kako bi se delimicno raspregnule dinamike lokalпe petlje za regulaciju fluksa i glavne petlje za regu1aciju momenta АМ. Primena metoda GMK zahteva da se definise diskretпa funkcija povratnog prenosa W y{z) sistema, za koju se projektuje kaskadпi PI regulator. Fuпkcija povratпog prenosa W y{z) dobijena је liпearizacijom sistema ( 4.6. 7)-( 4.6.1 О) u okoliпi radne tacke definisane sledecim parametrima: ucestaпost klizanja ws=0.5 pu; rotorsku brzinu w, = 0.5 pu; refere11t11i vektor rotorskog fluksa lf./DQ= 1 pu; ј za referentni Vektor Statorskog fluksa proracunat za т* е= 0.5 pu. <Л ·:;;: < ОЈ "' Е 0.8 0.6 0.4 0.2 о _.....--- - - -- /./~ 1 -~ 1 -,","-, // 1/ 1 '\ "\ / ' / \ 1 \ !/ 1 1 1 1 ! \ i 1 1 ~ ®\ " \.__х "' 181 -0.2 ~' \ 1 -0.4 -0.6 -0.8 -1 -1 \ \ \ 1 1 \ / '" / '"'-',,, "--, ~, ..... , --- -0.5 ·----- .. - о Real Axis _____________ / / // // 0.5 Slika 4.6.4. GMK funkcije povratnog prenosa Wт{z) 77 4. Diгektno upnrvljanje asin!u·onim тоtогот Na Slici 4.6.4. prikazan је GMK fиnkcije povratnog prenosa W т(z) и radnoj tacki [w, щ ljl•oQ т*е]т = [0.5 0.5 1 0 . 5] т ри. Na osnovu GMK na Slici 4.6.4, primenom metode GMK [F9] projektиje se diskretni PI regиlator ( 4.6.11) sa ciljem da dominantпi polovi sistema и zatvorenoj povratnoj sprezi imajи karakteristike ( = 0.7 i w,,=2n500 r/sec. Primenom metode GMK dobijene sи vrednosti parametara regиlatora momenta (4.6 .11) КТЈ = 0.5 i Кп = 0.65. tЛ ·х <( (Ј) ro Е 0.8 //~ 0.6 0.4 1 ! 0.2 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 о Real Axis Slika 4.6.5. GMK funkcij e povratnog preпosa W т{z) sa kaskadпiш Р! regulatoroш Slika 4.6 .5. sadrzi prikaz GMK liпearizovaпe fuпkcije povratпog preпosa W т(z) sa implemeпtiraпim kaskadпim PI regиlatorom, gde је polozaj domiпaпtпih polova sistema и zatvorenoj povratпoj sprezi obelezeп kvadratima. Na osnovи GMK moze se zakljиciti da se implemeпtacijom kaskadпog PI regиlatora sa parametrima КТЈ = 0.5 i Кп = 0.65 postigпиt zeljeni polozaj dominantnih polova sistema. Diпamicke karakteristike sistema za иргаvlјапје momeпtom АМ mogиce је ispitati i simиlacijom modela sistema. Regиlator momeпta mogиce је simulirati na dva nacina : simulacijom liпearizovaпog modela i simulacijom пeliпearпog modela sistema. Simulacija linearizovaпog modela sistema omogucava isp1tivaпje diпamickih karakteristika regulatora za male promene signala, tj. u okolini radпe tacke. Nasupгot tome, sinшlacijom пelinearnog modela sistema omoguceпa је aпaliza diпamickih 78 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asinllгonim motoгom perforшansi regulatora za velike proшene signala, odпosno pri traпzijentniш stanjiшa роgопа sa velikiш рrошепаша diпaшickih karakteristika шodela. Otuda, siшulacija nelinearnog шodela pogodпa је za ispitivanje robusnosti regulatora и odпosu па рrошепе reziшa rada роgопа, tj. za рrошепе radпih tacaka шodela sisteшa. 0.8 -;; а. ('; f- 0.6 0.4 0.2 1 0~~--~----~------L-----~----_L ______ L_ ____ ~----~ vreme: 0.5 ms/di• Slika 4.6.6. Odziv momenta linearizovanog modela sistema za radnu tacku [Щ, W" lfi•DQ> т'е] = [0 .5, 0.5 , \ , 0.5) pu Na Slici 4.6.6 dat је siшulirani odziv шошепtа liпerizovaпog шodela za radпu tacku [щ w,. lfi• DQ т'е] т = [0.5 0.5 1 0.5]т pu. Na osпovu rezultata siшulacije liпearizovaпog шodela шоzе se zakljuciti da odziv sisteшa ispuпjava zahteve о diпaшici regulatora шошепtа, tj. da projektovaпi regulator шошепtа АМ iша aperiodicni odziv, sa propusniш opsegoш veciш od 500 Hz. 4. Direktno upгa vljanje asinћгonim motorom 0.6 ---------- ---"'"--==~---------------t 0.51----..Ј 0.4 S' ..9. ( ~ 0.3 0.2 0.1 vreme: 2ms/div Slika 4.6.7. Odziv шошеntа nelineamog шodela sisteшa za radnu tacku • • т .. т [wr lfl DQ Т е] = [0.5 1 0.5] pu, za !::,Те = 0.1 pu 79 Na Slici 4.6. 7. prikazan је simuliraпi odziv пeliпeamog modela sistema za radпu tacku [щ. lfi•DQ т*е]т = [0.5, 1, 0.5]т pu, pri varijaciji reference momeпta !lTe= 0.1 pu. Simulacija nelineamog modela sistema iz,rseпa је kako bi se verifikovala aпaliza modela роgопа liпearizovaпog u okoliпi zadate radпe tacke. Uporedпom aпalizom rezultata siшulacije liпearizovaпog i пelineamog шodela pogona па slikaшa 4.6.6, odnosпo , 4.6. 7. moze se zakljuciti da postoji visok пivo medusobпog poklapanja. Na taj је naciп pokazпo da је, u okoliпi radпe tacke, пeliпeami model sisteшa moguce uspesпo aproksimirati liпeamim шоdеlош, sto је opravdava korisceпje klasicпe шetode geometrijskog mesta koreпa za projektovaпje regulatora mошепtа. Regulator шошепtа projektovaп је u okoliпi radne tacke koja је pozicioпiraпa па srediпi opsega svih radпih reziшa роgопа. Naiшe, odabraпa је radпa tacka defiпisaпa поmiпа lпош vredпoscu rotorskog fluksa, sredпjoш vredпoscu шоmепtа i sredпjom vredпoscu brziпe роgопа. Posto se isti regulator koristi u svim rezimima rada роgопа, пеорhоdпо је ispitati da li sistem zadrzava priЫizпo iste diпamicke karakteristike u okoliпama razlicitih radпih tacaka. Pored ispitivaпja diпamickih karakteristika, prilikoш simulacije роgопа u okoliпama razlicitiЬ radпih tacaka пеорhоdпо је verifikovati gresku estimiraпe vredпosti vektora fluksa u odпosu па пjegovu stvaпш vredпost. Neophodпo је ispitati tacпost estiшacije vektora fluksa u traпzijeпtпim staпjima regulatora шошепtа, posto 80 4. Stгuktura algoгitma za diгektno upгavljanje asinlrгonim motoгom tranzijentna greska estimatora 1ma direktan uticaj na gresku ostvarenog elektricпog momeпta АМ u odnosu na estimiranu vredпost momenta, koja se koristi u regulaciji. 1.1 S' 0.9 з, 0.8 0.7 0.6 ('1:; 0.5 tji ds -- 0.4 1 0.3 ~ lflчs :Ј ~/ з, 0.2 lfl ds 0.1 lfl чs () vreme: 5ms/div vreme: 5ms/div (а) (Ь) Slika 4.6.8. Estiшirane i stvarne vrednosti (а) d koшponente i (Ь) q komponente Statorskog fluksa, U radnoj tack.i [Wr \fi•DQ т'е]Т = [0 .5 1 0.5]т pu, za t.Te = 0.1 pu Na slici 4.6.8. uporedo su prikazaпi rezultati simulacije odziva komponeпata estimiraпog i stvaшog vektora statorskog fluksa u radnoj tacki [w,. lfi•DQ т'е]т = [0.5 1 0.5]1 pu, pri promeni momenta za !':.Те = 0.1 pu. Aпalizom rezultata па slici 4.6.8. moze se zakljuciti da se, u zadatoj radnoj tacki, u tranzijeпtпim rezimima i u rezimu stacionaшog stanja estimiraпe i realпe vredпosti komponeпata vektora statorskog fluksa u velikoj meri poklapaju, gde greska estimacije пе prevazilazi vredпost od 0.5%. Posto se kompletaп algoritam za upravljaпje momentom АМ zasпiva па pretpostavci da se vrednosti vektora statorskog fluksa dobro estimiraju, rezultati prikazaпi па slici 4.6 .8. pokazuju da algoritam za regulaciju momeпta u zadatoj radnoj tacki uпosi gresku realпe vredпosti momeпta od пajvise 0.5%. Pored ispitivaпja tacпosti estimacije statorskog tluksa, пеорhоdпо је utvrditi da li u zadatom radпom rezimu upгavljacki algoritam odrzava vektor rotorskog fiuksa па zadatoj koпstaпtnoj vredпosti. Naime, kompletaп algoгitam upravljaпja momeпtom polazi od pretpostavke da је rotorski fluks koпstaпtaп i u traпzijeпtпim i u stacioпamim staпjima, sto omogucava upravljaпje treпutпom vredпoscu momeпta varijacijama ucestaпosti statorskog fluksa (Ј)е · 81 4. Diгektno upгavljanje asinl1гonim motoгom 0.2 1 .1 /Чfо 0.1 ~0. 9 1 S' ~ЧЈQ :Ј о 0.. .Q, r ~0.8 IJfo 0.7 0.6 0.5 -0.1 IJfQ -0.2 vreme: 5ms/div vreme: 5ms/div (а) (Ь) Slika 4.6.9. Estiшirane i stvarne vrednosti (а) d koшponente i (Ь) q koшponente rotorskog fluksa, U radnoj tacki [Щ lf/DQ т".]Т = [0.5 1 0.5]т pu, za t:,.T. = 0.1 pu Slika 4.6.9 . sadrzi rezultate simulacije odziva komponenta estimiranog i realnog vektora rotorskog fiuksa, u radnoj tacki [щ. ц/0Q т·.]т = [0.5 1 0.5]т pu, za promenu momeнta pogona D..Te = 0.1 pu. Analiz.om odziva na slici 4.6.9 moze se zak~uciti da upravljacki algoritam, i u tranzijentnom i stacionarnom stanju momenta, odrzava komponente vektora rotorskog fiusa na vrednostima [ц/0 ц/Q]т = [1.0 О.О]т pu. Takode, rezultati simulacije pokazuju da greska izmedu estimiгaпe i stvarne vrednosti rotoгskog fluksa пе prelazi 0.5%, tokom traпzijentnog i tokom stacionarnog staнja momenta. Na osпovu rezultata simulacije moze se zakljuciti da је rotorski fiuks konstaпtan tokom tгaпzijeпta regulatora momeпta, tj. tokom impulsniЬ vaгijac ija trenutne vrednosti ucestanoti ро~а щ. Robusnost projektovanog regulatora momenta u odnosu па promenu radnog rezima роgона ispitana ј е za tri гadne brzine: -1 pu, О pu, 1 pu. Ispitivanja diпamickiЬ karakteristika regulatora momenta vrsena su u predefinisanim radпim tackama, za step pгomene refereпtne vrednosti momenta D..Te = ±1 pu. Od posebпog su interesa ispitivanja dinamickiЬ karakteristika pogona za zakoceni rotor, posto vecina sensoгless pogona na malim brzinama ili ulazi u nestabilan re :Z im rada ili gube sposobnost da odrzavaju fluks АМ na zadatoj vredпosti. Uzrok degradacije peгfoпnansi lezi u cinjenici da algoritmi za estimaciju vektora fluksa ili postaju nestabilni ili rade sa velikom greskom estimacije. Naгedna ispitivanja treba da omoguce uvid u dinamicke karakteristike regulatora momenta i u kvalitet estimacije vektora statorskog fiuksa u rezimima kriticnim sensoгless upravljanje asinЬronim motorom. 4. Stгukiuгa algoгitma za diгekino upmvljanje asinlu·onimmotoгom 1.5г---------------------~--------------------~ 0.5 S' з, 01--- (~ -0.5 -1 - 1SL----------------------L----------~--------~ vreme: 50 ms/div Slika 4.6.1 О. Odziv шomenta nelinearnog modela sistema za radnu tacku • * т т . [Wr ljl DQ Т е] = [О 1 О] pu 1 za <">Те= ±1 pu 82 Na slici 4.6.1 О prikazaпi su rezultati simulacije пeliпearnog modela роgопа za radпu brziпu ОЈ,. = О r/sec, pri promeпi momeпta u opsegu f...Te = ±1 pu. Aпalizom rezultata moze se zakljuciti da u rezimu malih brziпa obrtnog polja щ, pri maksimalпim promeпama momeпta, роgоп radi stabjlпo ј јша djпamjcke karakterjstjke priЬljzпe projektovaпjm . 01 posebпog је jпteresa ponasanje pogona u zonj ucestaпostj obrtпog polja щ Ьliskjh пulj , prjlikoш рrошепе zпaka шошепtа . Rezultati sjmulac jje potvrduju da ј u оvош kritjcпom rezimu роgоп radi staЬilпo , bez primetпe degradacjje peгformans j_ 0 .8 б.. 0 .6 0.4 0.2 () 1 \ v 0 .5 / \flчs u 1 tjlds "lfl ds S' о \f/,1'" ..Q, -0 .5 - 1 vreme: 50 ms/div vreme: 50 ms/div (а) (Ь) Slika 4 .6. Ј l . Estimirane i stvarne vrednosti (а) d komponente i (Ь) q komponente statorskog fluksa, U radnoj tacki [Wr IJI•DQ Т*е]Т = [О 1 ОЈт pu, za <">Те= ± 1 pu 83 4. Diгektno upгavljanje asinfu-onim motoгom Na slici 4.6.11 dati su odzivi d i q komponenata estimiranog i stvaшog vektora statorskog fluksa pri radпoj brzini w, = О r/sec, za promenu momenta u opsegu /::,.Те= ±1 pu. Analizoш rezultata simulacije moze se zakljuciti da pri radu pogona па пiskim kruznim ucestanostima polja pogon uspesno odrzava zadatu vrednost statorskog fluksa , uz gresku estimacije koja ne prelazi 0.5%. Prilikom testa, ispitane su diпamicke i staticke karakteristike estimatora fluksa pri velikim traпzijentima i nultoj brzini rotacije. Stabilan rad estimatora od posebne је vazпosti na malim brzinama ро~а zato sto tada do izrazaja dolaze пelineaшa izoЫiceпja statorskog napona, opisaпa u Poglavlju 4.4. Stavise, stabilna estiшacija statorskog fluksa omogucava da se sшanji osetljivost pogona na uticaj efekata nelinearnosti пapoпskog invertora. Pored ispitivanja diпamickih karakteristika pogona za пultu rotorsku brziпu, robusпost regulatora momenta ispitana је i za nomina1nu vrednost rotorske brziпe. 1.5 /v 0.5 S' о з, (~ -0.5 -1 (\v -1 .5 vreme: 20 ms/div Slika 4 .6.12. Odziv momenta nelinearnog modela sistema za radnu tacku .. • т т . [Щ 1{1 DQ Т еЈ = [1 1 О] pu 1 za/':,.Te = ±1 pu Slika 4.6.12 sadrzi odziv pogona u radnoj tacki sa brzinoш w,= 1 pu, za promenu momenta u opsegu /::,.Те= ±1 pu. Treba napomeпuti da u simulaciji pogona na visokim brziпama ро1ја, pri kojimaje ampli tuda statorskog nаропа па nominalпoj vredпosti, пisu simuliraпi efekti zasiceпja пapoпskog iпvertoгa. Simulacija роgопа sa uzetim u obzir efektiшa ograпiceпja ро maksiшalпoj vrednosti statorskog пароnа , izvгseпa је u poglavlju posvecenom realizaciji algoritma s1аЫјепја ро1ја. 84 4. Stt11ktuгa algoгitma za diгektno upmvljan je asinћronim motoгom Analiza rezultata simulacije na slici 4.6.12 vodi do zakljucka da regulator momenta pri nominalnoj bгzini motora 1111а dinamicke karakteristike Ьliske projektovanim. \ / 1/iqs 05 _ј 1 5_ О lfl qs 0 . 5 lfl cls -0 .5 n .._ _ __._ _ _ _,_ __ _,__ _ __._ _ __.~ -1 '----L--~--~---'----' vreme: 20 ms/div vreme: 20 ms/div (а) (Ь) Slika 4.6.13. Estimirane i stvarne vrednosti (а) d komponente i (Ь) q koшponente Statorskog flиksa, и radnoj tacki (W, lfi•DQ т*е]Т = [1 1 О] т ри, za L1Te = ±1 pu Na slici 4.6.13 prikazani su odzivi estimiranog i realnog vektoгa statoгskog fluksa рп nominalnoj rotorskoj brzini za promenu momenta u opsegu ±1 pu. Na osnovu rezultata simulacije na slici 4.6.13 moze se zakljuciti da upravljacki algoгitam uspesno odгzava amplitudu statorskog fluksa na zadatoj vrednosti, sa greskom estimacije manjom od 0.5%. U cilju ispitivanja robusпosti regulatora шошепtа u kompletnom opsegн гadnih brzina роgопа , i zvrseпa је i simulacija odziva momeпta za рrошепн f:..Te = ± 1 р н pri radпoj brziпi motora Щ = -1 рн. 1.5 v 0.5 S' 3 о <~ -0.5 -1 fv -1 .5 vreme: 20 ms/div Slika 4.6.14. Odzi, шошеntа nelinearnog шode la sisteшa za radnLI tacku • • т- т . - + [си, lfl DQ Т еЈ ~ [-1 1 О] ри 1 za L1Te ~ ~ 1 pu 4. Diгektno upt·avljanje asinl1гonim motoгom 1 f------л 0.8 5_ 0.6 0.4 0.2 (1 1 \ г 0.5 ~ 1 IJf ds 1ji ds S' о IJf qs .е. / o/ ,,s -0 .5 _1 vreme: 20 ms/div vreme: 20 ms/div (а) (Ь) Slika 4.6.15 . Estiшirane i stvarne vrednosti (а) d koшponente i (Ь) q koшponente statorskog fluksa, U radnoj tack.i [Wп '1/DQ, т"е] = [-1 , !,ОЈт pu,zat.T.= ±l pu 85 Slike 4.6.14 i 4.6.15 sadrze simulirane odzive momenta i statorskog fluksa motora na radnoj brzini ОЈ,.= -1 pu, pri varijacijama momenta u opsegu ±1 pu. Na osnovu rezultata sa slika 4.6.14 i 4.6.15, ekvivalentno odzivima na slikama 4.6.12 i 4.6.13, moze se zakljuciti da w,.= -1 pu regulator ima dinamicke karakteristike Ыiske projektovanima, i da se statorski fluks motora odrzava na zadatoj vredпosti, uz gresku estimacije manju od 0.5%. Na slikama 4.6.7-4 .6.15 prikazaпi su rezultati simulacija, korisceпi za ispitivaпje robusnosti regulatora momenta pri velikim promenama refereпce momeпta, u sirokom opsegu radnih brziпa роgопа. Na osпovu rezultata simulacije moze se zakljuciti da odzivi гegulatoгa momeпta imaju priЫizпo jedпake diпamicke karakteгistike. Takode, гezultati simulacije potvгduju da је vektoг statoгkog fluksa jedпak refeгeпtпom vektoгu, uz malu gresku estimacije u odпosu na геаlпu vгedпost vektora statorskog fluksa. Рогеd ispitivaпj a гobusпosti гegulatora шошепtа u odпosu па ргоmепе radпih reziшa роgопа, пеорhоdпо је ispitati i пjegovu robusпost u odtюsu па varijacije vredпosti parametara motora . Ispitaпa је osetljivost pogona па рrошепu vгedпosti sledecih parametara: statorske otpornosti R.,, rotorske otpornosti R,., iпduktivпosti magneceпja Lm, statorske гasipne iпduktivпosti La." rotorske rasipпe iпduktivпosti Lrл . Pгilikom ispitivaпja robusпosti роgопа u odпosu па varijacije vredпosti parametara АМ роgоп је simu !iraп U гаdпоm гezimu defiпisa110111 гаdt10Ш tackom [ Щ. !f/DQ Т" е] Т = [0.5 l 0.5]т pu. Ispitivaпje robusпosti u odпosu па varijacije statorske otponюsti od posebпog је zпасаја, posto је stabilпost роgопа ugгozeпa za slucaj sшапјепја stvarпe vгedпosti statoгske otporпosti u odпosu па vгedпost koja se koristi u okvirн upravljackog algoritma. Naiшe, proЫemнticaja рrошепе vгedпos ti statorske otporпosti па rad роgопа 86 4. Stгuktum algoгitma za diгektno upгavljanje asinfu-onim motoгom delimicno Је obraden u poglavlju 4.5.3. Tada је pokazano da smaПJenJe statorske otpoшosti u odnosu na estimiranu vredпost izaziva nestabilan rad pogona. Takode, pokazano је da је osetljivost pogona na varijacije statorske otpoшosti uЬlazena upotrebom estimatora statorskog fluksa sa povratnom spregom ро estimiranim promeпlj ivama staпja modela. 0.51-------~~ 0.4 G=O 0.2 0.1 OL-_L ______ _L ______ J_ ______ ~------L-----~------~--~ vreme: 20 ms/div Slika 4.6.16. Odziv шошеntа pogona prilikoш ukidanja povratne sprege u estiшatoru fluksa, za statorsku otpornost 25% шanju u odnosu na pocetпu vrednost Na slici 4.6.16 prikazan је odziv пюmепtа za slucaj ukidanja povratпe sprege u estimatoгu statorskog fluksa, u pogoпu u kome је realna vredпost statorske otpoшosti za 25% mапја od vredпosti koja se koristi u upгavUackom algoritmu. Analizom rezultata simulacije moze se zakljнciti da se koriscenjem estimatora fluksa sa zatvoгeпom povгatпom spregom ( G :1:- О) povecava robusnost regulatora momeпta u оdпоsн na varijacije statoгske otpoшosti, posto pogon postaje пestabilaп u trenutku kada se ukine povratпa sprega u estimatoru fluksa ( G = 0). U poglavlju 4.5.3 aпaliticki је dokazaпo da primeпa opservera fluksa povecava robнsпost роgопа u odnosu na varijacije statorske otpoшosti, dok rezultati siшulacije па slici 4.6.16. ekspeгimentalпo potvrduju navedeni zakljucak. Na osпovu гezultata siшulacije datiЬ па slici 4.6.16. moze se zakljuciti da se stabilaп i robustaп rad regulatora pogona zasпiva na realizaciji estimatora statoгskog fluksa u zatvoreпoj роvгаtпој spгezi. 87 4. Dit·ektno upr·avljan je asinћгonim motOt~om U nastavku su dati rezultati ispitivaпja robusnosti regulatora шошеntа sa iшpleшeпtiraniш opserveroш statorskog fluksa u odпosu na varijacije vrednosti paraшetara АМ . 0.65 0.6 ~0.55 :Ј Q. (~ ( 1) - 0.5 f----___j 0.45 vreme: 2 ms/d1v Slika 4.6.17. Odziv пюшеntа pogona za proшenu statorske otpornosti na vrednost: (!) 0.75R,", (2) l.25R,11 Slika 4 .6.17 sadrzi prikaz odziva шошеntа АМ za vredпosti statorske otpornosti od 75% i 125% пошiпа!пе vredпosti. Aпalizoш rezultata siшu l acije шоzе se zakljuciti da regulator шошепtа fuпkcioпise stabilпo, sa nezпatпiш рrошепаша diпamickih kaгakteristika odziva. Od posebnog iпteгesa је aпa liza odziva шотепtа роgопа ( 1 ), za рrошепu vredпosti statorske otpoшosti od - 25% u usloviшa estiшacije statorskog fl.uksa korisceпjeш opservera (G :!- 0). Naiшe , гezultati siшulacije па slici 4.6.16 pokazuju da роgоп, ргi istiш usloviшa rada, postaje пestabilaп za G = О, sto dokazuje da priшena opseгvera fl.uksa zпасајпо poboljsava реrfогшапsе роgопа. Pored aпalize stabilnosti гegulatora шошеntа , пеорhоdпо је ispitati i odzive statorskog fluksa, u usloviшa varijacija statoгske otpoшosti шotora. Dati su odzivi realпih kошропепаtа statш·skog tl.uksa, kako bi se ustaпovila greska estiшacije izazvaпa vaгijacijaшa рагашеtаrа шotora . 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upmvljanje asin l7гonimmotoгom 1.4 1.2 б. 0.8 (Л ~ 0.6 0.4 0.2 n /(1) ~(2) S' о_ (;)0.15 (2) о- >- 0.1 0.05 n vreme: 5 ms/div vreme: 5 ms/div (а) (Ь) Slika 4.6.18. Odzivi (а) d komponente i (Ь) q komponente statorskog fluksa za vrednost statorske otpomosti: (l) 0.75R."" (2) 1.25R.". 88 Rezultati simulacije odziva komponenata statorskog fluksa АМ ukazuju na to da varijacija vrednosti statorske otpomosti od M s = - 25% izaziva gresku estimacije statorskog fluksa od 3%, dok promena vrednosti statorske otpomosti od +25% dovodi do greske estimacije fluksa od 1%. 0.65~----~~----~------~------~------~------~ 0.6 0.55 о. 5 f------__J 0.45 0.4L-----~L-----~------~------_L ______ _L ____ ~ vreme: 2 ms/div Slika 4. 6. 19. Odzivi momenta АМ za vrednosti rotorske otpornosti: ( !) 0.75R"" (2) l. 25R", 89 4_ Diгektno upгavljanie asin!u-onim motoгom Na slici 4.6.19 prikazani su odzivi шошеntа АМ za proшenu vredпosti rotorske otpomosti u opsegu ±25%. Moze se zakljuciti da рrошепа rotorske otpoгпosti ne izaziva znacajne proшene dinaшickih karakteristika odziva шошепtа. 1.2 ~0.8 (5 ~ 0.6 0.4 0.2 n /(1) 0.25 :__} \(2) ~(1) \(2) 0.2 S' Q. (5 0.15 о- >- 0.1 0.05 n vreme: 5 ms/div vreme: 5 ms/d1v (а) (Ь) Slika 4.6.20. Odzivi (а) d komponente i (Ь) q komponente statorskog fluksa za vrednost statorske otpornosti : ( 1) О . 75R"" (2) 1.25R", Slika 4.6.20. sadrzi odzive d i q kошропепti statorskog fluksa za p-oшenu rotorske otpomosti u opsegu ±25%. Odzivi ilustгuju da рrошепа гotorske otpomosti пе izaziva ргошепе karakteгistika odziva statoгskog fluksa шotora, uz gгesku estiшacije шanju od 1%. 0.64 0.62 0.6 0.58 :Ј 0.56 Q_ (~ 0.54 0.52 0.5f------' 0.48 0.46 vreme: 2 ms/d1v Slika 4.6 .21. Odzivi пюmenta АМ za vredпos ti induktivnosti magnecenja: (!) 0.75L""" (2) 1.25L"", 90 4. Stгuktш~a algoгitma za diгektno upmvljanje asinlu·onimmotoгom Na slici 4.6.21. prikazani su rezultati siшulacije odziva шошеntа АМ za proшenu induktivnosti шаgnесепја u opsegu ±25%. Rezultati siшulacije potvrduju da varijacija vгednosti induktivnosti шagnecenja ne izaziva ргошеnu dinaшickih kaгakteгistika odziva шошеntа. Ova analiza је od posebnog zпасаја, posto vгedпost iпduktivпosti шаgпесеnја АМ var·iгa usled pojave zasiceпja шagnetnog kola шоtога и pogoniшa sa proшenljivoш ucestaпoscu i aшplitudoш statoгskog пароnа. Rezultati siшulacije na slici 4.6.21 . potvrduju da zasiceпje АМ пеша zпacajnijeg uticaja na diпaшicke karakteristike гegu latoгa шошепtа . lpak, ргошепа vгednosti iпduktivпosi шagnecenja iша uticaja na tacnost estiшaciie fluksa. 1.4 .---~---~------, 1.2 '"[ 0.8 (ј) >= 0.6 0.4 0.2 \(2) Q L-~----~-~~~ vreme: 5 ms/d1v (а) 0.4 ,---------~------, 0.3 /(1) :Ј Ь=! %0.2 \(2) СУ >- 0.1 nL--~---~~-~~~ vreme: 5 ms/d1v (Ь) Slika 4.6.22 . Odzivi (а) d koшponente i (Ь) q koшponente statorskog fluksa za vrednost induktivnosti шagnecenja: (1) 0.75L",," (2) Ј .25L ..... 0.64 0.62 /(1) 0.6 ~ 0.58 \,, "[ 0.56 f! 0.54 0.52 0.5 0.48 n м; vreme: 2 ms/d1v Slika 4.6.23. Odzivi momenta АМ za vrednosti statorske induktivnosti rasipanja: (Ј) 0.75La. .. , (2) l .25La. .. 91 4. Diгektno upгavljanje asinlu-onim motoгom Slika 4 .6.22. se sastoji od odziva d i q komponenata statorskog fluksa pri promeni induktivnosti magnecenja u opsegu ±25%. Prilikom promene L"' za - 25% пastaje greska estiшacije od +5%, dok је za pi"omenu Lm od + 25% greska estiшacije - 2%, u radпoj tacki роgопа detlnisaпoj sa [w,. ч/DQ т*е]т = [0.5 1 0.5]т pu. Slika 4.6.23. sadczi siшulirane odzive momenta za varijacije vrednosti statorske rasipne induktivnosti u opsegu ±25%. Prikazani rezultati potvrduju da varijacije statorske rasipne iпduktivпosti ne dovode do znacajnijih promena dinamickih karakteristika odziva regulatora шomenta. 1.2 ~0 .8 (ј) ~ 0.6 0.4 0.2 о S' Q. < ~ 0.4 / (1) (2) 0.3 ~ i S" uJ) 0.. ооО.2 о- >- 0.1 n vreme: 5 ms/div vreme: 5 ms/div (а) (Ь) Slika 4.6.24. Odzivi (а) d komponente i (Ь) q komponente statorskog fluksa za statorsku rasipnu induktivnost: (1) О. 75La,", (2) l.25La," 0.64 0.62 0.6 0.58 0.56 0.54 0.52 0.5 0.48 0.46 /(21 ~1 vreme: 2 ms/div Slika 4.6.25. Odzivi za vrednost rotorske rasipne induktivnosti: (1) 0.75La,., (2) 1.25La" 4. Stгuktum algoгitma za diгektno upгavljanje asin!u·onim motot·om 1.2 5_ 0.8 (ј) :;: 0.6 0.4 0.2 / ( 1) 0.4 .---~----~--------, 0.3 S' Q_ (ј) 0.2 о­ >- 0.1 / (1) __ј OL---~------~--------~ vreme: 5 ms/div Г1'---~----~------' vreme: 5 ms/d1v (а) (Ь) Slika 4.6.26. Odzivi (а) d komponente i (Ь) q komponente statorskog fluksa za rotorsku rasipnu induktivnost: (1) 0.75L 0 ", (2) ! .25L0 " 92 Slika 4.6.25 prikazuje simиlirane dozive momenta za promenи rotorske rasipne indиktivnosti и opsegи ±25%. Moze se zakljиciti da varijacije rotorske rasipne indиktivnosti ne dovode do zпacajnijih promena dinamickih karakteristika regиlatora momeпta. Na slici 4.6.26. dati sи simиlirani odzivi d i q kompoпenti statorskog flиksa za eksperiment sa slike 4.6.25. Analizom rezultata simиlacije moze se zakljиciti da varijacije rotorske iпdиktivnosti magnecenja izazivajи greskи estimacije statorskog flиksa manjи od 1%. U poglavljи 4.6 dat је prikaz strиkture regиlatora momenta. Posto је и pitaпjll neliпearni иpravljacki sisteш, predlozena је metoda projektovanja regиlatora koja se zasniva па primeпi liпearizovaпog modela роgопа ll ипарrеd defiпisaпoj radпoj tacki. Strиktura reglllatora zasпiva se па llpotrebi trепиtпе vredпosti иcestaпosti (Ј)е referentпog vektora rotoгskog flиksa ЖDQ kao иprav~ackoj veliciпi шошепtа . Naiшe, regиlator је iшpleшeпtiraп и foпni kaskadпog PI regиlatora, sa greskoш шошепtа kao иlаzпiш signaloш i trenиtnoш vгеdпоsси иcestanosti щ kao izlazпiш sigпaloш. Vredпosti paraшetara regиlatora projektovane sи korisceпjeш liпearizovaпog шodela роgопа и radпoj tacki sa пошiпа!пim rotoгskiш flиksoш, dok sи rotorska brzina i шошепаt па 0.5 ри . Ovaj izbor radne tacke исiпјеn је kako bi se paraшetri regиlatora projektovali и okoliпi radne tacke koja se пalazi и srediпi opsega svih radпih reziшa роgопа. Na taj пасiп izvrseп је pokиsaj da se poveca robиsпost regиlatora шошеntа и odnosи па рrошепе reziшa rada роgопа. Robиsnost zakoпa иpravljaпja и razlicitiш иslovima rada ispitaпa је eksperiшeпtalпo , korisceпjem rezllltata siшиlacije . Dobijeпi rezultati sи potvrdili da pгojektovaпi zakoп иpravUaпja zadгzava priЬ!izпe diпamicke kaгakteтistike ll siгokoш opsegи razlicitih гadnih rezima роgопа. 93 4. Diгektno upгavljanje asinlzгonim motoгom Pored ispitivanja robusnosti regulatora u odnosu na рrошепе uslova rada роgопа, neoplюdпo је ispitati osetljivost regulatora u odпosu na vaгijacije paraшetara АМ. Od posebпog iпteгesa su ispitivaпja uticaja varijacija statorske otporпosti , rotorske otporпosti i iпduktivпosti шаgnесепја. Robusпost regulatara mошепtа u odnosu na varijacije otporпosti motora vazпa је zbog toga sto u realпim uslovima гаdа zпасајпо variraju, prevashodпo usled рrошепе radпe temperature motora. Takode, vazпo је ispitati i uticaj promeпe vredпosti iпduktivnosti magпecenja па stabilпost pogona zbog varijacija vredпosti ovog parametra izazvanih pojavom zasiceпja magnetnog kola motora. Robusпost regulatoгa шomenta u odпosu па varijacije vredпosti paraшetara motora ispitaпa је eksperimeпtalno, korisceпjem гezultata simulacije роgопа. Dobijeni rezultati potvrduju da је regulatoг шошепtа robustan u siгokom opsegu promene vrednosti paгametara. Takode, pokazaпo је daje sa staпovista stabilnosti роgопа пajkгiticniji uticaj vaгijacija vredпosti statorske otporпosti. Zajedno sa aпalitickim dokazoш u poglavlju 4.5.3, simulacijoш pokazano da је robusnost pogona zпacajno povecana priшenoш opservera trenutne vredпosti statorskog fluksa шotora. Posto realizacija regulatora шоmепtа podrazuшeva i iшpleшeпtaciju liшiterskih fuпkcija upravljackih proшeпljivih regulatoгa, u naredпoш poglavlju dat је prikaz algoritшa za ogгanicenje izlaza regulatora шошепtа, sa ciljeш da se oшuguci пeprekidaп гаd u гazlicitim reziшima rada роgопа. 94 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asinlzгonim motoгom 4. 7. Ogranicavac regulatora momenta АМ U prethodnom poglavlju dat је prikaz algoritma za upravljanje trenutnom vrednoscu momenta АМ. Pokazano је da је u razlicitim rezimima rada pogona moguce odгzavati momenat motoгa na zadatoj vrednosti, pri cemu је stacionama vrednost гotorskog fluksa jednaka геfеrепtпој vrednosti. Regulatoг momenta radi istovremeno sa гegulatoroш statoгskog fluksa, cija је refereпtпa vredпost izгacunata na os1юvu zadatih vrednosti шошеntа, оdпоsпо, rotorskog fluksa. Princip rada regulatora шошеntа zasпiva se na pretpostavci da је statorski fluks је jednak referentnoj vrednosti, koja se zasniva па cinjenici da је гegulator statorskog fluksa 2-3 puta brzi od regulatora moшenta. lpak, rotorski fluks odstupa od zadate vгednosti u toku trajanja tranzijenta гegulatoгa momenta. Tгanzijentna odstupanja rotorskog fluksa od zadate vrednosti, izazvana varijacijaшa ucestanosti polja, mogu dovesti do nestaЬilnog rada pogona u гezimima visokih ucestanosti polja we. Naime, u tranzijentnim stanjima гegulatoгa шошеntа pogon radi u rezimu sa konstantnim statorskim fluksom. u rezimu konstaпtnog statorskog fluksa, za ucestanosti klizaпja koje premasuju pгevalnu ucestanost (Ј)"' ' pogon ulazi u reziш u kome Vredпost momenta opada sa povecanjem ucestanosti klizaпja, sto izaziva pOJaVU pozitivne povratne spгege u гegulatoru momeпta i nestaЬilaп rad pogona. т т т Slika 4.7.1. Staticka karakteristika пюmenta АМ u zavisnosti od LICestanosti klizanja za pogon sa konstatnim statorskim flllksom Na slici 4.7.1. data је staticka karakteristika zav isпosti momeпta шotora od ucestanosti klizaпja za роgоп sa koпstantnom amplitudoш statorskog fluksa , gde W11" Т,," щ, i Т" predstavljaju prevalnu ucestanost klizaпja, prevalni moment, nominalnu 95 4. Diгektno upгavljanje asinћгonim motoгom ucestanost klizanja i nomiпalпi momeпt, respektivпo. Analizom grafika moze se zakljиciti da za иcestaпosti klizaпja vece od vredпosti prevalпe ucestaпosti щ/1 izvod karakteristike mепја zпak, sto dovodi do пestabilпog rada regиlatora momeпta. Zbog toga је пеорhоdпо realizovati limiter izlaza regиlatora momeпta koji се ograпiciti vredпost ucestanosti polja we, tako da se spreci prelazak иcestanosti klizanja preko prevalne vredпosti щ". Direktno limitiranje иcestaпosti klizanja podrazumeva poznavanJe trenиtпe vredпosti brzine rotora, izmereпe ili estimirane. Posto је limiter regulatora momeпta deo ипиtrаsпје brze petlje regulacije momeпta, parametarski пezavisпe и оdпоsи па trепиtпи vredпost brziпe, пеорhоdпо је realizovati limitersku fuпkciju koja пе zahteva pozпavanje trепиtпе vredпostu ugaoпe brziпe rotora. Pored direktпog ograпiceпja, maksimalпu иcestaпost klizaпja mogиce је ograпiciti i posredпo, korisceпjem amplitude statorske struje kao kriterijumske fuпkcije limitera. Naime, strиktura роgопа se zasпiva па paralelпoj regиlaciji momeпta i statorskog flиksa АМ, gde је refereпca statorskog flиksa izracuпata tako da se obezbedi rad pogona sa koпstaпtпim flиksom rotora. Јеdпасiпе ( 4.2.8)-( 4.2.17) сiпе algoritam za proracuп refereпtпih vredпosti а i f3 kompoпenata statorskog fluksa, па osпovu refereпtпe vredпosti rotorskog fluksa lfl* D, lfl* Q=O i refereпtпe vredпosti momeпta т;. Sledi, da је upotrebom јеdпасiпа (4.2.12) i (4.2.13) moguce је izracипati stacioname vredпosti i*,,, i i*ч, kompoпeпata statorske struje, koje odgovaraju referentпim vrednostima rotorskog flиksa i momenta motora. Posto su stасiопагпе vredпosti statorskih struja i*,,, i i*чs iste pri svim brziпama motora, limiter izlaza regulatora momenta mogиce је projektovati na osnovu vredпosti struja i*d, i i*чs- Naime, moguce је izracunati referentпe vrednosti а i f3 komponeпata refereпtnih vektora statorske struje i* а.- i i* до koriscenjem јеdпасiпе ( 4.2.17). Posto је ((1,/+(i*ч,/=(i* aY+(i* д,/, amplituda izmereпe vredпosti statorske strиje Cio:Y+(i дУ moze se iskoristiti kao kriterijum za limitiraпje izlaza regulatora momenta. (4.7 .1) (4.7.2) Na osпovu kvadrata amplitиda refereпtпe statorske strиje и stacioпamom stапји regulatora momeпta mogиce је ustaпoviti da li је иcestaпost klizaпja izпad ili ispod vrednosti koja odgovara refereпtпoj vredпosti momeпta. Naime, иkoliko је u stacionarnom stanjи 1 i , 1 2> 1 ( 1 2 motoг је иsао u rezim rada sa vredпoscи иcestanosti klizaпja koju је neoplюdпo limitirati, u ko,m se slиcaja ogranicava izlaz regиlatoгa momeпta . Na taj se пacin ogгaпicava vredпost иcestaпo s ti polja w", cime se sprecava 96 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asinlrгonim тоtогот prelazak ucestanosti klizanja preko prevalne vrednosti wm. Koriscenjem navedenog principa moguce је definisati vise razlicitil1 algoritama za ogranicenje izlaza regulatora momenta. U nastavku, data su dva alternativna algoritma: prvi, u kome se limiter izlaza regulatora momenta menja u zavisnosti od referentne vrednosti momenta; drugi , u kome је limiter izlaza fiksan i odreden na osпovu \'redпosti пomiпalпog momeпta motora. 4. 7.1. Regulator momenta АМ sa promenljivim limitom U prethodпom poglaYlju navedeп је princip ро kome se na osno\'и kvadrata amplitиde struje moze proceniti da li је klizanje motora preslo dozvoljenи vrednost, и kom је slисаји neophodno limitirati izlaz regиlatora momenta. U ovom poglavlju prikazaп је limiterski algoritam u kome se ogranicenje amplitиde statorskog fluksa proracиnava na osnovu referentnih vredпosti momenta i rotoгskog flиksa, gde је referentna vrednost momenta promenljiva veliciпa. Sledi, da i vrednost limiteгa amplitude statorskog flиksa predstavlja pгomenUivu velicinu, и zavisnosti od zadate vrednosti momenta motora. 1 ( (k)l2 ;-------------------------------t-----------t--· : Regulator momenta ' ' ' т·(k) + : е <» А .. - : PI Wт{z) Slika 4.7.2. Uproscena Ыоk sema sistema za upravljanje momentom АМ sa limiterom izlaza regulatora momenta I . (k) ... Na slici 4. 7 .2. dat је prikaz иproscene koпture upravljaпja momentom АМ sa realizovaпim limiterom izlaza kaskadпog PI regнlatora. Na оsпоvн koпture moze se zakljuciti da је limiter realizovan u kaskadi sa PI regulatoгom momeпta, cime nije пагusепа osnovпa topologija regulacije. U пastavkи, dat је koшpletaп skup јеdпасiпа regulatora шошепtа sa limiteroш izlaza. (4.7 .3) 97 4. Di1·ektno upгavljanje asin!Jгonim motoгom (4.7.4) (4.7.5) (4.7.6) т >0 е we(k)= (4.7.7) Jednacine (4 .7.3) i (4.7.4) predstavljaju algoritшe za proracun stacionarnih vrednosti struja АМ na osпovu treпutne vredпosti reference шошеntа TeCk) i refereпce rotorskog fluksa ц/п. Јеdпасiпа ( 4. 7 .5) sluzi za proracuп liшita aшplitude statorske stru је АМ u stacionarnoш af3 koordinatnoш sisteшu, gde se liшit aшplitude dobija na osпovu aшplitude fazoгa sa d i q kошропепtаша (4.7.3) i (4.7.4). U jedпaciпi (4.7.6) д.l i , 12 pгedstavlja razliktl izшedu aшplitude statoгske stгuje i liшita aшplitude statorske stгuje, gde se па osпovu zпaka vгedпosti д.l i , 12 odlucuje da li гegulator шошепtа radi u попnаlпош reziшu ili u reziшu liшitiгaпja izlaza regulatora. Za slucaj д.l i , 12<0 гadi se н поrшаlпош гeziшu, posto је aшplituda statorske struje 1 i , 1 2 шапја od шaksiшalпe dozvoljeпe aшplitude 1 i*,(k) 12, dok se za slucaj д.l i , 12>0 radi u гeziшu liшitiraпja izlaza regulatoгa. Priпcip rada liшitera defiпisan је u ( 4. 7. 7): u slucaju д.l i , 12<0 пеша potrebe za liшitiranjeш izlaza regulatora posto је aшplituda statorske struje шаnја od шaksiшalno dozvoljeпe vгedпosti, i tadaje u funkciji kaskadni PI regulator шошепtа (4.6. 11) , u slucaju д.l i , 12>0 doslo је do prekoraceпja шaksiшalno dozvo ljene aшplitude statorske stгuje, gde је do skoka stгuje doslo usled prevelike vгednosti kli zaпja шоtога щ. Razlikuju se dve situacije: 98 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljan je аsiпћгопiт тоtогот .1/ i, /2>0 i TJ k)> О, gde је za s lиcaj pozitivnog momenta klizanje veliko i pozitivпo, te gaje пеорhоdпо smaпjiti oduzimaпjem clana Ким .1/ i , / 2 od vredпosti izlaza regиlatora we(k-1) . Vredпost izlaza regиlatora se smanjиje sve dok kvadrat amplitиde strиje ne padne ispod dozvoljeпe vrednosti; .1/ i , / 2>0 i T.(k)< О , gde је za slиcaj negativпog momenta klizanje veliko i negativno, te ga је neophodпo smanjiti dodavaпjem сlапа Ким .1/ (. /2 vrednosti izlaza regиlatora we(k-1) . Vredпost izlaza regиlatora se povecava sve dok kvadrat amplitude strиje ne padne ispod dozvoljene vrednosti, tj. sve dok se klizanje motora пе иvede и dozvoljene granice. U jednacini (4.7.7) limiterski Clan Кuм-1/ i , / 2, cijim se dejstvom klizanje motora dovodi и dozvoljene granice, definisan је proporcionalпim dejstvom Ким· Izabraп је korekcioni clan proporcionalan vrednosti odstupanja kvadrata amplitиde statorske strиje od zadate maksimalпe vrednosti kako bi se obezbedio neprekidпi prelaz iz rezima limitiranja и rezim normalпog rada regиlatora momeпta. Limiter (4.7 .3)-(4.7.7), predstavlja selektivпi ograпicavac koji za razlicite vredпosti refereпce momeпta defiпise razlicite limitere klizaпja. Na ovaj пасiп realizovaп је limiter koji ogranicava brze promeпe иcestanosti polja (Ј)е, cime sи ро aшplitudi liшitirani иdari strиja и tranzijeпtiшa regиlatora шomenta, karakteristicпi za vесiпи DTC роgопа. U slиcajeviшa pogona u kojima пiје neophodno napraviti selektivni liшiter razlicite vredпosti refereпce momenta, predlaze se primeпa limitera klizanja рrогасипаtоg u odпosu па vredпost kvadrata amplitиde struje koja odgovara пomiпalпom mошепtи motora. U nагеdпош poglavljи dat је opis fiksпog limitera klizanja АМ . 4. 7.2. Regulat01· momenta АМ sa fiksnim limitom U prethodnoш poglavljи паvеdеп је priпcip limitiraпja klizaпja АМ, и kome је limit иcestaпosti klizaпja odredeп na osnovи tгеnиtпе vгedпosti refeгence шошепtа. U ovom poglavljи pak datje prikaz liшitera, za kojije graпica klizaпja fiksпa i ргогаснnаtа н оdпоsи па шaksimalпo dozvoljeпи vredпost refeгence шошепtа T emax· Za T emax najpogodпije је иsvojiti vredпost noшiпalпog шошепtа шotora. 4. Di1·ektno upгavljanje asinlu·onim тоtогот 1 . 12 l s max ·------- --- ---------------------- ----- ------- --- . Regulator momenta Slika 4.7.2. Uproscena Ыоk sеша sisteшa za upravljanje шошеntош АМ sa fiksniш Iiшiteroш izlaza regulatora шошеntа 99 Jednacine limitera sa fiksnom granicom maksimalno dozvoUenog klizanja iste su kao i jednaCine (4.7.3)-(4.7.7), sa jedinom razlikom u tome da u jednacinama (4.7.4)- (4.7.5) umesto Te(k) figurise clan T emax· Na taj nacin, promenljivi limit kvadrata statorske struje 1 i'.,(k) 1 2 iz (4.7.5) fiksiranje na maksimalnu dozvoljenu vrednost ( .Ј2 ( Ј2 .• 2 _ J.f1 D 4 Lr • l zsmax 1 - -- + • Temax М 3pMI.fiD . (4.7 .8) Koriscenjem limitera amplitude statorske struje (4.7.8) realizovaп regulator momenta koji dozvoljava najbrze шoguce tranzijeпte шошеntа, za usvojeпu strukturu regulatora moшenta. 4. 8. AlgOJ-itam slaЫjenja polja U ргеtlюdпа dva poglavlja dat ј е opis liшitera izlaza regulatora шошепtа, koji ograпicava vredпost ucestaпosti klizanja шotora, koristeci kvadrat aшplitude struje шotora kao meru ogгaпicenja . Algoгitaш regulatora шошеntа (4 .7.7) i zvedeп је pod pretpostavkoш da роgоп radi u opsegu brziпa pri kojiшa пе dolazi do zasicenja пaponskog invertora. U оvош poglavlju dat је opis algoritшa slaЫjenja polja шotora, koji oшogucava da se na v isiш brziпaшa, ostvare шaksiшalпo шoguce vrednosti шomenta sшaпjivanjem referentne vгedпosti rotorskog fluksa ЧЈ'0 . U opsegu visokih brziпa, perforшanse pogona АМ ograпicene su шаksiшаlпош vredпoscн statorskog nарова, koju је шoguce realizovati kriscenjeш trofazпog napoпskog iпvertora. Posto amplituda kошапdе statorskog парова 1 V, 1 treba u sviш гeziшima rada da bude шапја od maksimalne vrednosti koja шоzе da <:е гealizuje na 100 4. Stгuktш·a algoгitma za diгektno upгavljmzje asinlu ·on immotoгom invertoru 1 Vmax 1, u zoni velikih brzina koristi se algoritam slaЫjenja polja kako bi se izbeglo zasicenje napoпskog iпvertora . Najcesce korisceni algoritam slaЫjenj a polja podrazumeva da se u zoni visokih brziпa refereпca rotorskog fluksa smaпjuje proporcioпalпo ucestaпosti polja. ProЫem kod ovakvog pristupa slаЫјепј а polja predstavlja to sto је na taj nacin smanjena maksimalпa vredпost шоmепtа koju је пюguсе ostvariti па pogoпu. U radu (G7] dat је prikaz algoritma slaЫjenja polja koji oinogucava da se u rezimu visokih brzina ostvare vrednosti momenta motora vece nego u slucaju klasicnog algoritma. U okviru teze је primeпjeпo resenje algoritma slаЫјепја polja predlozeno u [07], prikazaпo u пastavku ovog poglavlja. Algoritam slaЫjenja polja пadovezuje se na algoritam limitera regulatora, prikazan u poglavUu 4.7. Naime, pogon zadrzava istu strukturu, gde se u oЫasti visokih brzina pomocu algoritma slaЫjenja polja defiпisu optimalne vredпosti reference ГOtorskog fluksa lf/D ј limita kvadrate amplitude Statorske Struje 1 i*5(k) 1 2, kako bi Se omogucio rad pogona sa maksimalпim mogucim vredпostima momenta. * * =: l.fa{J, + Regulator :!:а{1 + .. statorskog .. PWM VSI .... ./ :t L1 1~alk - Лuksa ... "Mrtvo vreme" * 'i-a{3; 11~{3; kompenzacija '------'- Estimacija fluksa i ':.а{Ј, t i a/3; G те momenta г---'"- (Ј) е ...... т: SlaЬ\jenje -polja 1 . 1 2 l s 1 i: 12 ~ ':!!.. DQ r - ... Raclln refere- * т: + r _г .... l.f a{Зs ~ PI ___. (Ј) е nce stato-* ~ rskog fluks a 1----'-те ~ Slika 4. 8.1. Strllktшa pogona sa algoritmom za s laЬ\jenje polja 101 4. Direktno upгavljanje asinlzгonim motoгom Na slici 4. 8. 1. dat је prikaz strukture роgопа sa realizovaniш algoritшoш za slaЫjenje polj a. Algoritaш па osnovu trenutne vredпosti ucestaпosti polja w" izracuпava гefereпtпu vredпost гotoгskog flнksa i шaskiшalno dozvoljeпн vгedпost aшplitude statorske strнje. U slucaju niskih ucestaпosti polja, refereпca rotorskog fluksa је koпstaпtпa, dok se liшit aшplitude statorske struje i zracuпava па пасiп definisan u poglavlju 4.7. U slucaju visokih ucestaпosti polja pokrece algoritaш slаЫјепја polj a. Posto za rad algoritшa slаЫјепја polja пisu od iпteresa traпzijeпtпa staпja роgопа, jednaciпe algoritшa su izvedene korisceпjeш stacioпarnog шodela шotora u rotacioпoш koordiпatпoш sisteшu , izvedenog iz sisteшa jednaciпa (4.2 .1)-(4.2. 5) sa пultiш vredпostiшa izvoda proшenUivih stanja. Na osrюvu stacioпaшih jednaciпa шodela ( 4.2.1)-( 4.2 .5) i pod pretpostavkoш da је lf!D =М i ,15 i lf/Q =0, dobijaju se sledece jedпacine (4.8. 1) L L -М2 vqs =iqsRs -шe s rL iqs =iqsRs -Ш/:5Ls iqs · r (4.8.2) Тоkош rada роgопа postoje dva ograпiceпja koje treba uzeti u obzir рп defiпisanju refereпtпih vredпosti rotorskog fluksa i шошепtа шotora: шaksiшalпa aшplituda пароnа trofazпog iпvertora 1 vmax 1 i шaksiшalпa aшplituda struje роgопа 1 i*, l . Maksiшalпa aшplituda statorskog парова odredena је vredпoscu парова jedпosшernog шedukola iпvertora vDc, dokje шaksiшalпa aшplituda statorske struje odredeпa sпаgош пapoпskog iпvertora i karakteristikaшa АМ (4.7.6)-(4.7.7). Sledi daje u svakoш reziшu rada pogona пеорhоdпо obezbediti sledeca dva uslova (4.8 .3) ·2 ·2 . ? . ? 1. 12 1·*12 lds +lqs = z;;, +l fзs = l s < ls. (4.8.4) Pod pгetpostavkoш da su па visokiш нcestaпost iшa polja padovi паропа na statorskiш otpoгnostiшa zaпeшarlj ivo шali , па osпovll j ednaciпa ( 4. 8.1 )-( 4.8 .3) izvod i se јеdпасiпа пapoпskog liшita ·2 ·2 1 vmaJ ld + (} l < 2 2 s qs (Ј) L е s (4.8.5) Јеdпасiпе (4.8.4) i (4.8.5) predstavlj aju strujne i пaponske liшite koje tгеЬа l! zeti u obziг pгilikoш odredivaпja referentпe vгednosti fluksa, sa ciljeш da se za rаdпн 102 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asinllгonimmotoгom vrednost ucestanosti polja we шaksiшizira vrednost izlaznog шошеntа pogona. Na osnovu jednacine ( 4.2.6), za ЧЈD=М i D' dobija se jednaciпa шошеntа АМ т =с i, i е ' q (4 .8.6) koja se koristi prilikoш optiшizacije шaksiшalne vrednosti шошеntа u reziшu slaЫjenja poUa шotora. Algoritaш slaЫjenja polja definisaп је sa tri reziшa rada: oЫast пizih brzina, oЫast slаЫјепја poUa i oЫast visokih brzina. ј nominalna vгednost ids 7 5 Slika 4.8.2. Krive liшita napona strнja i hiperbola konsantnog moшenta u ravni q i d komponenata statorske struje Na slici 4.8.2. prikazane su krive liшita napona i struje za razlicite reziшe rada, koje defiпisu algoritaш slаЫјепја polja. Кrive 1, 2 i 3 predstavljaju zavisnosti naponskog liшitera, odredeпe па osnovu ( 4.8.5) za razlicite vrednosti kruzпe ucestanosti we. Odnos krivih 1, 2, 3 i krive liшita aшplitude statorske struje 4 odreduju tri zопе (пiziЬ brziпa, slаЫјепја polja i visokih brziпa) u kojiшa se defiпisu tri odgovarajuca algoritшa za pi·oracun referentne vrednosti rotorskog fluksa. 103 4. Di1·ektno upravljanje asiпћгonim motoгom U slucaju kada elipsa naponskog liшita obuhvata i ne sece krivu strujnog liшita (odпos krivil1 1 i 4) u fuпkciji је normalaп algoгitaш rada роgопа , u kоше је aktivaп liшit statorske struje opisan u poglavljн 4. 7, dok se refereпca rotorskog fluksa пalazi па пominalпoj vrednosti . U tom s!нсајн, pogon шоzе da ostvari maksimalni пoшinalпi шошеnаt АМ, gde је kriva maksimalnog шошепtа defiпisana hiperbolom 7 н i,j,1, ravпi. Ovaj rezim rada naziva se "zona nizih brzina", i aktivan је za vrednosti kruzne ucestanosti We manje od vrednosti W0 • Za we =wo elipsa naponskog liшitera pocinje da sece kruznicu strujпog limita ( odnos krivih 2 i 4 ), kada se aktivira naponski liшit н pogoпu, koji ogranicava maksiшalпu vrednost momenta ostvarljivu na motoш. Za нcestaпosti W0< W0< w1 aktivanje reziш "zona slaЫjenja polja", koji traje sve dok elipsa naponskog limitera sece kшznicu strujnog limitera 4 . U zoni s!аЫјепја polja, pada шaksiшalпa vredпost moшenta koju је moguce realizovati na motoru i defiпisana је hiperbolom krive momeпta 6 koja prolazi kroz presek izmedu krive пapoпskog limitera 2 i krucпice strujпog limitera 4. Sledi, da se н zoпi slab~enja polja maksimalni шomenat moze ostvariti za kompoпeпte statorske struje odredeпe presekom kriva 2 i 4, definisane jedпaciпama ·* l = ds 2 vmax ( ·* )2 - \(Ј ls (4.8.7) 2 (4.8 .8) Posto је maksimalnaп шошепаt u zoпi s!аЫјепја polja шоgнсе ostvariti za kошропепtе statoгske struj e (4.8.7) i (4.8.8), пеорhоdпо је sшaпjiti rеfегепсн rotoгskog flнksa па vгedпost (4.8.9) Zопа s!аЫјепја polja росiпје za щ=щ" kada elipsa пaponskog limiteгa росiпје da sece kгivu strujnog liшita 4, i zavгsava se za щ=w], kada elipsa пapoпskog liшita 104 4. Stгu!duгa algoгitma za diгe!dno ztpгa vljanje asin/u·onim mot01·om postane mапја od kruzпice 4. Ucestaпost w" гacuna se na osnovu jednacine ( 4.8 . 7) i ima vгednost vmax (Ј) о =-----г=====~~==.==== (4. 8. 10) Ls ( ·* )2 (} 2) lf.! D nominalno (Ј l + - (Ј --=-=---- s м Za щ >w1 krive stгujпog i пapoпskog limita se ne seku i k.гiva stгujпog limita obuhvata elipsu napoпskog limita ( odnos krivih з i 4 na slici 4.8.2), sto pгedstavlj a геziш "zona visokih Ьгziпа". U tош slucaju, kriva maksiшalnog mошепtа pгedstavlja hiperbolu 5 taпgentпu krivoj пaponskog liшita З, gde је tacka шaksiшalnog пароnа odredena koordiпatama tacke dodira krivih 4 i 5 • v i = max ds Ј2 (Ј) L е s (4.8.11) vmax (4.8.12) а kvadrat aшplitude maksiшalne stгuje odreden sa (4.8.13) U reziшu visokih brzina, referenca rotorskog fluksa гacuna se na osnovu јеdпасiпе (4.8.11) kогisсепјеш izraza • • v lf.! = Mi = М max D ds Ј2 (Ј) L е s (4.8 .14) gde se vгednost ucestanosti w1, па kojoj росiпје zопа visokih brziпa, гасuпа kогisсепјеш јеdпасiпе (4.8.15) U poglavlj iшa 4.6, 4.7. i 4.8, pгikazaпa је stгuktшa роgопа , koji obuhvata sve гegulacione, estiшacioпe i liшiterske fuпkcije . Koшpletna struktшa pogona, prikazaпa na slici 4.8 .1, sastoji se iz tri celine: 105 4. Diгektno upгavljanje asinlzгonim motoгom osпovna celiпa, koja obuhvata regulatore (regulator шошепtа i regulator fluksa) i estiшatore (estiшacija statoгskog fluksa i estiшacija шошеntа), koja kao ulazпe veliciпe zahteva refereпcu rotorskog fluksa lj/* 0 , refereпcu шошепtа r'e i шеrепје statorske struje Lад, , а kao izlaz generise koшande statorskog парова 2:* af3s; liшiter izlaza regulatora шошеntа (vrednosti ucestanosti poUa wJ, realizovaп kao пadgradпja regulatora шошеntа (opisan u poglavlju 4.7), koji kao ulazne velicine koristi kvadrat aшplitude statorske struje 1 is 12 i liшit aшplitude statorske struje 1 ( s 12; algoritaш slaЬljenja polja, koji kao ulazпu veliciпu koristi trenutпu vrednost ucestaпosti polja we, а kao izlazne velicine generise liшit aшplitude statorske struje 1 i•s 1 2 (koja se koristi kao ulaz u liшiter izlaza regulatora шошеntа) i referencu rotorskog fluksa lj/* 0 (koja se koristi kao ulaz u osпovпi regulaciono-estiшacioni Ьlok pogona). Algoritaш slaЬljeпja polja definisan је sa tri razlicita reziшa rada: za (Ј)е < щ, algoritaш radi u reziшu "zona пiskih brziпa", u kоше је referenca rotoгskog fluksa jednaka noшinalnoj vrednosti lfi·D_nominalno , i gde se liшit aшplitude statorske struje 1 ( s 1 2 racuпa koriscenjeш bilo јеdпасiпе (4.7 .5) ili jednaciпe (4.7.8), u zavisпosti od izbora tipa liшitera izlaza regulatora шошеntа; za wa < we < w1 algoritaш radi u гeziшu "zопа slabUeпja polja" , u kоше se rеfегепса гotorskog flнksa гасuпа korisceпjeшjedпaciпe (4.8.9) i gde se liшit aшplitude statorske struje гасuпа korisceпjeшjedпaciпe (4.7.8) ; za we > w1 algoritaш radi u гeziшu "zопа visokih Ьгziпа", u kоше se refereпca rotoгskog fluksa rаснпа korisceпjeш јеdпасiпе (4.8 .14) i gde se liшit aшplitude statorske stгнје racuпa koricseпjeш јеdпасiпе (4.8.13). Gгanicпe vrednosti ucestastaпosti poUa (Ј)о i (Ј)/ defiпisaпe su izraziшa (4 .8.10) i (4.8.15), гespektivпo. 106 4. Stmktш·a algoгitma za dit ·ektno upгavljanje asinћгonim 111о tого111 4. 9. Regulacija brzine motora Pogon, cija је struktura data na slici 4.8.1, prcdstavlja celinu koja oшogucava da se u sviш reziшiшa rada upravlja trenutnoш vrednoscu шошеntа АМ. Na taj nacin, dobijen је izvrsni orgaп koji se шоzе koristiti u razlicitiш upravljackiш strukturaшa (ро шoшentu, brziпi ili poziciji шotora). Navedeпe upravljacke strukture se razlikuju ро zahtevanoj diпaшici odziva i uпapred zadatoj tacпosti regulacije. Takodje, ove upravljacke strukture se razlikuju i ро tоше da li zahtevaju upotrebu davaca pozicije i/ili brziпe rotora. U оЬа slucaja, projektovaпje strukture пadredeпe upravljacke petlje (ро brzini ili poziciji) zahteva da se slozena struktura data na slici 4.8.1 predstavi u uproscenoj fonпi koju karakterisu doшinantne dinaшicke velicine pogona шошеntа. Uproscenje strukture, sa stanovista пadredene regulacione petlje, шoguce је ostvariti u strukturi u kojoj је perioda odabiranja пadredene regulacione petlje (ро brziпi ili poziciji) za red veliCiпe veca od periode odabiranja regulatora шошеntа i fluksa. U tош slucaju koшpletaп algoгitaш dat na slici 4.8.1. шoguce је prikazati kao sisteш prvog геdа, sa ekvivaleпtпiш ројасапјеш Ке i dошiпапtпош vгешепskош koпstaпtoш те. Posto је struktura PI гegulatoгa шошепtа projektovaпa tako da obezbedi пultu gгesku u stacioпarnoш staпju , ekvivalпeпtпo ројасапје pogoпskog dela iша vгedпost Ке= 1, s оЬziгош па cinjeпicu da је izlazпi шошепаt jedпak гefereпci шошепtа. Takode, ekvivaleпtпu vreшeпsku koпstaпtu pogoпskog dela sisteшa шoguce је odrediti па osпovu rezultata siпшlacije datih u poglavlju 4.6 . Naiшe, aпalizoш ovih odziva шошепtа u razlicitiш гаdпiш reziшiшa роgопа, шоzе se dobiti dошiпапtпа vгешепskа koпstaпta regulatora шошепtа . Posto је, па osпovu rezultata siшulacije datih u poglavlju 4.6, vreшe sшireпja regulatora шошеntа t.,= 2-2.5 ms, шоzе se zakljuciti daje dошiпапtпа vreшeпska koпstaпta pogoпskog dcla sisteшa те"" ts 1 3 = 800 1-!S. Sledi, da se koшpletaп pogoпski deo, koji obuhvata regulaciju i estiшaciju fluksa, оdпоsпо, шошепtа, шоzе ekvivaleпtirati fuпkcijoш ргепоsа Gт(s)=-1- sтe +l. (4.9) Iako је regulator шошепtа diskretпe prirode, пjegov upгosceпi шodel dat је u forшi koпtiпualпe fuпkcije preпosa , s obziroш па ciпjeпicu da је peгioda odabiraпja regulatora шошепtа za red veliciпe шапја u odпosu па periodu odabiraпja пadredeпje koпture upravljaпja (ро brziпi ili poziciji). U пastavku, dat је prikaz priшera dve iшpleшeпtacije regulatora шошепtа, u brziпskiш servopogoпiшa : prva, pп~dstavlja opstu fогшu brziпskog servopogoпa sa 107 4. Diгektno upгavljanje asinlrгonim тоtогот иgradeпiш davaceш brziпe ; drиga, specijalпи fоппи seщoгless brziпskog servopogoпa , koja obиhvata i estiшacijи trепиtпе vredпosti rotorske brziпe . 4. 9.1. Projektovanje brzinskog savopogona sa kaskadnim regulatorom U оvош potpoglavljи, dat је priшer siпteze i aпalize brziпskog servopogoпa sa kaskadпiш PI regиlatoroш, koji kao izvrsпi orgaп koristi pogoпskи strukturи za иpravljaпje mошепtош АМ predlozeпи и okvirи disertacije. Ovaj prikaz treba da ошоgисi geпeralaп иvid и шogиcпosti i пасiп иpotrebe predlozeпe strukture za direktпo иpravljaпje шomeпtom. Takode, оп predstavlja иvоdпо razшatraпje za prikaz procedure siпteze i aпalize sensorless brziпskog servopogoпa, koj i је realizovaп и okvirи teze. w; (k)•~ '--------' PI т; с k) ~ IL_ _ __J _ S Te +1 Regulatoг brzine Pogonsk i deo sistema Inercija motora Т,.= 4 ms Slika 4.9.1. Simulaciona Ьlok sema sistema za regulaciju brziпe sa uproscenim пюdе!о pogonskog dela sistema Na slici 4.9. 1 data је siшulacioпa Ыоk sеша kaskadпog PI regulatora brziпe , u kоше ј е pogoпski deo sisteшa ekv ivaleпtira uprosceпiш шоdеlош prvog reda. Takode , iako pogoпski deo sisteшa (гegи lator шошепtа, гegulator flиksa , estiшator fluksa, estiшator шошепtа) predstavlja digitalпi иpгavUacki sis teш sa periodoш odabiraпja od 200 !lS, па slici 4.9.1. оп ј е ekvivaleпtiгaп koпtiпualпoш fuпkcijoш preпosa prvog reda. Ova aproksiшacija је uсiпјепа zbog toga sto је perioda odabiraпja regulatora шошепtа 20 puta шапја od periode odabiraпja regulatora brziпe (Т, = 4 шs) . Takode, siшulacioпa Ыоk sеша koпture upravljaпja forшiraпa је pod pretpostavkoш da se rotorska brziпa шotora шегi. Pгojektovaпje regulatora brziпe bez davaca па osoviпi шotora predшet је sledeceg potpoglavlja. Aпalizoш strukture koпture иprav lj aпj a па slici 4.9.1. , шоzе se zakljuciti da је regиlacija tгепиtпе vгedпosti rotorske brziпe rea li zovaпa korisceпjeш kaskadпog !iпеагпоg PI regиlatora. ( (k) =т: (k - 1) + кш\ [дсо,. (k) - кш2 део,. (k - 1)] (4.9.1) 108 4. Siгuktuгa a/goгitma za diгektno ttpгavljanje asin!tгonim moffJ'-'-г-"'o'"'m'-------------- Jedпacina ( 4.9 .1) predstavlja difereпcnи jedпacinи kojom је opisaпa funkcija regиlatora brzine na slici 4.9 .1 , cija је ulazna velicina greska rotorske brzine д.щ.(k), odnosпo, izlazna veliciпa refeшca шошепtа т*.(k), sa parametrima гegиlacije Kw1 i КйЈ2. PI Ј т; (k) .. (J)r (k) Gp(z) .. .. .. - 1 Regulator brzine Objekat upravljanja Slika 4.9.2. Ekvivalentni diskretni шodel sisteшa sa slike 4.9.1 Na slici 4.9 .2 dat је ekvivalentпi diskretni model sistema sa slike 4.9 .1, и kome је diskretni model Gp(z) objekta нpravljanja, koga cine pogoпski deo sistema i mehaпicki deo sistema АМ, dobijen diskretizacijom uz prisиstvo kola zadrske nиltog reda reda [F9]. G (z)= ?{1-esтs (-1 1 Ј} р s Js sте + 1 (4.9.2) Oredivanje vredпosti рагашеtаrа Kw1 i Kw2 bгzinskog гegulatora (4 .9.1) vrsi se koгiscenjem metode geometгijskog шesta korena [F9] па osnovн ekvivalentпog diskretпog modela sisteшa па slici 4.9.2. Naime, brzinskи гegиlacionu реЩн је пeophodno projektovati tako da se obezbedi aperiodicпi odziv sa pгopнsnim opsegom l 0-о-30 Hz. Na оsпоvн [F9], иslov о aperiodicnom odzivи brzine odgovaгa шiпimа!пош faktoги prigusenja domiпantпiЬ polova ( ~ 0.707 , dok zahtevaпa brziпa odziva sistema odgovaгa miпimalпoj пepгiguseпoj priгodпoj ucestaпosti domiпaпtпih polova od W11 ::; 190 rad/s. Uslovi ( ~ 0.707 i W11 ::; 190 rad/s odreduju sektor и Z-гavпi, u kome treba odabrati polozaj domiпaпtпih polova sistema. Nakoп izbora polozaja domiпaпtпih polova sistema, vredпosti paгametara КйЈ/ i Kw2 odredeпe sи рошоси metode GMK. 4. Diгektno upmvljanje asinlu·onim тоlогот -0.8 -0.6 2' о Е 0.4 0.6 0.8 -1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 о 0.2 0.4 0.6 0.8 Real Axis Slika 4.9.3. Izbor polozaja doшinatnih polova zџ brzinskog servopogona za zadate vrednosti prigusenja !; i neprigusene prirodne ucestanosti щ, 109 Na slici 4.9.3 prikazane su krive prigusenja t; = 0.707 i neprigusene prirodпe ucestanosti w" = 190 rad/s u Z-ravпi , u сiјеш se preseku nalazi zadati polozaj doшinantnil1 polova zu brzinskog servo pogona. ::// 0.4 / о) "' ·х , . ./ / <( о "' "' .S -0.2 -0. 4 -~/ -0.6 -0.8 -1 -1 -0.8 ·0.6 -0.4 -0.2 о 0.2 0.4 0.6 0.8 Real Axis Slika 4.9.4. GMK za funkciju diskretnog prenosa obj ekta upravlj anja G"(z) Na slici 4.9.4 prikazano је geometгijsko шesto korena za fuпkciju diskretпog preпosa objekta upravljaпja G1,(z) datu u jedпac iпi (4.9 .2), koja predstav lj a model 110 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asin!Jгonimmotot-om pogonskog dela sisteшa i inercije asinhronog шotora. Priшenoш шetode GMK, doшiпantni polovi sisteшa sa slike 4.9.2 pozicioniraju se na polozaj zu odabraп na osnovu zadatog pгigusenja i nepriguseпe priгodпe ucestanosti polova ' -·-... 0.8 \ 0.6 \ 1 0.2 1 \ "' ·;;: ~ o~-r--------~r-~~----+--------+~~--н "' .S -0.2 ::\ Ј / 0.0 ~----- -1 ~~- =с.__,__,___,_~ -0.8 -0 .6 -0.4 -0.2 о 0.2 0.4 0.6 0.8 Real Axis Slika 4.9.5. GMK sisteшa и zatvorenoj povratnoj sprezi sa projektovaniш PI regulatoroш brzine Na slici 4 .9. 5 prikazano је geoшetrijsko шesto korena brziпskog servopogona, za paraшetre Р! гegulatoгa brziпe К(Ј)/ = 2.51 i Кил = 0.922 , odredene uроtгеЬош шetode GMK. Aпalizoш slike 4.9.5 шоzе se zakljuciti da se upotreboш Р! regulatora sa paraшetriшa Кш1 = 2.51 i Кш2 = 0.922 dошiпапtпi polovi sisteшa u zatvoreпoj povratпoj sprezi pozicioniraju па zeUeпi polozaj u Z ravпi . '3' ј а. • ";;' о.вt- с: ' -~ .Q ј ~ . § 0.6~ 15 cr .,----,-----г----\--·----! ! 1 _ј ! ·--·-···-··--·---·· ·-··-··-·-···-··-···--·-····-С"'···~-~~------ј 1 1 1 1 l i _ј ! i ~ i i о ll.--·----··-'------·---·.J·--··-·--·--·-·L.--·-·-···-··----'·-·-···-·----·.L···-·-------·J •;гете: 50 ПJsicJiv Slika 4.9.6. Odziv diskretnog modela brzinskog servoa na step pobudu 111 4. Diгektno upгavljanje asin/u·onim тоtогот Na slici 4.9.6 prikazanje rezultat simulacije odziva diskretnog modela brzinskog servopogoпa, cij i ј е raspored po lova u zatvorenoj povratпoj sprezi dat па slici 4.9.5. Analizom simuliraпog odziva шоzе se zakljuciti da projektovaпi PI regulator brziпe obezbedjuje aperiodicпi odziv sa vreшeпom uspoпa tr = 40 ms, sto је u skladu sa postavljeпim zahtevima. Prethodna analiza siпteza diпaшike brzinskog regulatora zasnivala se па aproksimaciji diпamike pogoпskog dela sistema fuпkcijom prenosa prvog reda, okarakterisaпom vreшeпskom koпstaпtom те. Aproksimacija је omogucila jedпostavпije modeliraпje diпamike brzinskog servopogona, i primenu metode geometrijskog mesta korena za projektovaпje kaskadпog PI regulatora. Posto је aproksimacija dinamike pogonskog dela sistema bila koriscena prilikom siпteze brzinskog regulatora, neophodno је ispitati dinamiku servopogona u kome је simulirana kompletna struktura pogonskog dela sistema. Na taj nacin ispitana је realna dinamika brzinskog regulatora. Takode, omogucen i uvid tacпost aproksimacije regulatora momeпta modelom prvog reda. w; (k) 0---. PI ((k) Slika те (t) 4.8.1. ... Js - Regu1ator brzine Pogonski deo sistema Inercija motora ""' Slika 4 .9.7. Blok sema brzinske regulacione petlje sa kompletnim modelom pogonskog dela sistema Na slici 4.9.7. prikazana ј е blok sema servopogona sa kompletпim modeloш pogonskog dela sisteшa. Koriscenjeш ovog modela izvгsena је serija eksperimeпata , da bi se ustaпovilo u kojoj meri rezultati simulacije odziva diskretпog modela sa aproksimiraпom diпamikom pogoпskog dela odgovaraju rezultatima simulacije kompletnog modela sistema. Takode, prilikom simulacije kompletпog modela роgопа нzet је и obzir i uticaj momeпta optereceпja TL(t) па odziv sistema. 4. Stmktuгa algoгitma za diгektno up1·avljanje asiпlu·onimmotoгom S' .е, 1.2 0 .8 0.6 0.4 0.2 о -0.2 . ( ) Т e\ t vreme: 1 ОО ms/div Slika 4.9.8. Odziv rotorske brzine i momenta АМ dobijeni simulacijom kompletnog modela brzinskog servopogona 112 Na slici 4.9.8 dati su rezultati siшulacije sisteшa sa slike 4.9. 7 za ша!е рrошепе refereпtпe vredпosti brziпe (siшuliraп је slucaj sa ша!ош рrошепош refeieпce biziпe, kako bi se dobio liпearaп odziv biziпe , bez ulaska u Ieziш zasiceпja шошепtа шоtога) . Na slici su prikazaпi odzivi Ьгziпе шotora , Iefeieпce шошепtа geпeiisaпe od stiaпe Iegulatoia brziпe i realizovaпi шошепаt n-otora. Uрогеdпош analizoш odziva Ьгziпе koшpletпog шodela brziпskog servopogona па slici 4.9. 8 i uprosceпog шodela роgопа па slici 4.9.6 шоzе se zakljuc iti da postoji visok пivo slagaпja , odakle sledi daje шoguce koristiti aproksiшativпi шodel prvog reda za pogoпski deo sisteшa projektovaпja seгvopogoпa. Aпalizoш talasпih oЬ!ika refereпtпe i realizovaпe vredпosti шошепtа па slici 4.9.8 шоzе se zakljuciti da pogoпski deo sisteшa prati zadatu refereпtпu vredпost sa vreшeпskiш kаsепјепјеш koje odgovara kasпj eпju ekvivaleпtпog шodela т"=800 ll.S. 113 4. Di1·ektno ttpl·avljanje asinlu·onim тоtогот 0.5 о~--_у -0. -1~----~----L---~-----L----~--_J ____ _L ____ _u vreme: 1 ОО ms/div Slika 4.9.9. Odziv brzine i momenta АМ za veliku promenu reference brzine Slika 4.9.9 sadrzi rezultate simulacije kompletnog modela pogona pri velikoj promeni referentne vrednosti brzine. U navedenom slucaju postoje dve faze odziya: prYi deo, u kome је momenat роgопа limitiraп па поmiпаlпој vredпosti, usled cega dolazi do пeliпeamog izoЬliceпja odziya brziпe (odziv ima oЬlik prave liпije); i drugi deo, u kome је odziv brziпe liпearan, posto vredпost momeпta пiје limitiraпa . Aпalizom odziva brziпe u liпeanюm delu moze se zakyuciti da i pri visim brziпama роgоп zadrzava projektoYaпe diпamicke karakteristike. о г-----~~---------.---------4 \ -0.2 S' -0.4 з, -0 .6 -0.8 ~Tp(t) ~T."(t) (Ј). -1L_ __ _L ______ _L ______ ~------~--------L---~ vreme: 1 ОО ms/div Slika 4.9.10. Odziv brzine i momenta АМ za opterecenje sa TL= 0.8 pu pri nultoj brzini pogona 114 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje asin!u·onim motoгom Na slici 4.9. 10 dati su rezultati siшulacije jednog od kriticпih reziшa rada, eksperiшenta и kоше se pogon pri пultoj brziпi opterecuje visokiш шошеntош opterecenja od TL = 0.8 pu. Moze se zakUuciti da sisteш u kriticnoш reziшu funkcionise stabilno, sa karakteristikoш odziva koja odgovara projektovaniш dinaшickiш karakteristikaшa brzinskog regulatora. U prethodnoш de1u poglavlja data је analiza dinaшickih karakteristika brzinskog seгvopogona pri razlicitiш рrошеnаша referentпe vrednosti brziпe i prilikoш optereceпja pogona. U пastavku је data analiza uticaja varijacija рагашеtаrа роgопа па dinaшicke karakteristike brzinskog regulatora. Posto se prilikoш analize robusnosti regulatora шошеntа doslo do zakljucka da najveci uticaj na diпaшicke karakteristike pogona iшaju proшena vrednosti statorske otpoш'osti i proшena vrednosti induktivпosti шаgпесеnја, izvrsena је siшulacija odziva brzine роgопа sa variranjeш vredпosti ova dva paraшetra. 1.2 0.8 S' 0.6 .е, 0.4 0.2 0 1---__у /т",(t ОЈ,. -------------- ---- / __ _____________ -0.2~----~----~----~----~----~----~----L-~ vreme: 1 ОО ms/div Slika 4.9 .11. Odzivi brzine i momenta za razdesenje statorske otporпosti od -25% Na slici 4.9 .11. dati su odzivi rotorske Ьгziпе i шошепtа АМ za brziп s ki роgоп sa razdeseпoш vredпoscu statorske otpomosti, sto zasensoгless роgопе predstavlja kriticaп reziш sa stavпovista stabilпosti rada sisteшa. Rezultati siшulacije potvrduju da brziпski regulator zadrzava projektovaпe diпaшicke kaгakteristike, dok pogoпski deo sisteшa prati refeгeпcu шошеntа geпerisanu od straпe гegulatoгa brzine . 4. Direktno upгavljanje asin!u·onim motoгom 1.2 0.8 - 0.6 :Ј ~r',(t) 3 w,. 0.4 0.2 / or----_J -0.2~~~-~---~--~-----~------~------= о vreme: 100ms/div Slika 4.9.12. Odzivi brzine i momenta za razdesenje induktivnosti magnecenja od -25% 11 5 Na slici 4.9.12. dati su rezultati simulacije odziva brzine i momenta АМ za brziпski pogon pri smaпjeпju iпduktivпosti magnecenja za 25%, gde se na osпovu rezultata moze zakljuciti da promeпa iпdunktivnosti magnecenja nema izrazeni uticaj па diпamicke karakteristike bгziпskog роgопа . U ovom potpoglavlju data је analiza mogucпosti uprosceпja modela pogonskog dela sistema, ekvivaleпtiгaпjem гegulatoгa momeпta sisteшoш sa kаsпјепјеш prvog reda. Upoгedna aпaliza rezultata sinшlacije uprosceпog i koшpletпog шodela роgопа pokazala је da postoji visok пivo slagaпja, sto opravdava upotгebu uprosceпog шodela pogoпskog dela sisteшa prilikom pгojektovanja servopogoпa . Takode, u poglavUu је dat prikaz pгojektovaпja јеdпе о шogucih stгuktшa brziпskog seгvopogoпa, гealizovane kогisсепјеш kaskasdпog PI гegulatoгa. Рагашеtгi regulatora izvedeni su па osnovu zahtevaпih diпaшickih kaгakterist ika odziva Ьгziпе. Когisсепјеш rezultata siшulacije ispitaпe su diпaшicke kaгakteгistike kompletпog modela sistema, za razlicite uslove гаdа роgопа. Kompletпa aпaliza izvrseпa је pod pгetpostavkom da se гotoгska Ьгziпа meri u okviru роgопа . U паrеdпош potpoglav !јп dat је pгikaz algoгitшa za estiшacijп tгеппtпе vгedпosti rotorske Ьгziпе. 11 6 4. Stгuktum a!goгitma za diгektno upгavljanje asinћronim motoгom 4.9.2. Estimacija brzine obrtanja rotom U prethodnoш potpoglavlju data је aпaliza шogucnosti upotrebe DTC роgопа u brziпskiш servopogoпiшa. Predlozeп је algoritaш aproksiшacije diпaшickog шodela pogonskog dela sisteшa. Kompletna analiza vrseпa је pod pretpostavkoш da se rotorska brziпa meri u okviru koпture upravljanja. U ovom potpoglavlju, kontura upravljanja је pгosireпa algoritшoш estimacije treпutпe vredпosti rotorske brziпe , koji oшogucava realizaciju koшpletnog sensoгless роgопа baziranog па predlozeпoj strukturi za direktпo upravljaпje шomeпtom АМ. Estimacija trenutпe vredпosti rotorske brzine bazira se па osnovпoш priпcipu rada pogona, da је u svim reziшiшa rada шotora ucestanost klizaпja direktпo proporcioпalпa trenutnoj vrednosti momeпta i obrnuto proporcionalпa kvadratu amplitude rotorskog fluksa motora. Relacija izmedu ucestanosti klizaпja , momeпta i kvadrata amplitude rotorskog fluksa data је u jedпacini 2 R д w =---г-т s 3р 1 12 е. 'f!_сr.{Зг (4.9.3) Korisceпjeш јеdпасiпе (4.9.3), а па osпovu estiшiraпih vredпosti шошепtа i rotorskog fluksa, moguce је estimirati treпutпu vredпost ucestanosti klizaпja motora w,. Posto је poznata vredпost ucestaпosti роуа we, koju geпerise regulator mошепtа i preko koje se upгavlja treпutпom vгedпoscu moшenta, rotorsku bгziпu је moguce estiшirati koгiscenjeш sledeceg izraza (4.9.4) U cilju ispitivaпja statickil1 i diпamickih kaгakteri s tika predlozeпe шetode za estiшaciju treпutпe vredпosti rotoгske Ьгziпе, poпovljeni su siшulacioni eksperiшeпti sa slika 4.9 .8-4.9.10. Naiшe, stгuktura па slici 4.9.7 (kaskadпi PI regulatoг brziпe i DTC pogoпski deo) prosireпa је algoritamoш za estiшaciju treпutпe vredпosti гotorske brziпe (4.9.4.). U nastavku su dati rezultati siшulacija , gde su рагаlе!по prikazaпi odzivi mегепе vredпosti rotorske brziпe (preko koje је zatvoreпa povratпa sprega) i estiшiraпe vredпosti brziпe. 4. Diгektno upnll'!jan je asinlu·onim motoгom [pu) 0 .15 0.15 0.1 Г\ /ш,(t) 0.1 {\ /w,(t) 0 .05 0 .05 [pu) О !--- О!-- -О n<; -0.05 -vreme: 1 s/diV vreme :1 s.diV (а) Љ) Slika 4.9.13 . Rezultati siшulacije sisteшa sa slike 4.9.7. za ша!е proшene brzine, (а) realna, odnosno, (Ь) estiшirana vrednost brzine 117 Slika 4.9 .13 sadr:li odzive (а) шerene, оdпоsпо, (Ь) estiшiraпe vredпosti rotorske brzine s isteшa sa slike 4.9. 7. Moze se zakljuciti da estiшirana vredпost sa ша!ош statickoш i dinaшickoш greskoш prati шеrепu vredпost brzine. Takode, algoritaш za estiшaciju brziпe pojacava шешi, odпosno, kvaпtizacioпi suш, sto se ispoljava kroz visokofrekveпtпu kошропепtu superpoпiraпu estiшiraпoj vredпosti brziпe . Otuda, slicпo reseпju predlozeпoш u [F4], пеорhоdпо је estiшiraпu vredпost rotorske bгzine (4.9.4) propustiti kroz filtar prvog reda, statickog ројасапја 1 i vreшeпske koпstaпte Tw , gde је vreшeпska koпstaпta Tw odabraпa је tako da bude 5-1 О puta шапја od doшiпaпtne vreшeпske koпstaпte brziпskog servopogoпa u kоше se iшpleшeпtira estiшator brziпe. ОdаЬгапа је vredпost Tw = 1 О шs, kako bi uticaj filtra па diпaшiku seгvopogoпa bio zапешаг!ј iv. 0.6 0.5 w, 0.4 [рuЈо.з 0.2 0.1 n vreme : 500 msid iv Slika 4.9.14. ReZl!ltati s iшulac ije s isteшa sa sl ike 4.9.7 za velike proшene reference brzine sa estiшacijoш гotorske brzine шotora 118 4. Stn1ktuгa a!goгitma za di1·ektno upгavljanje asin!Iгonim motoгom Na slici 4.9 .14 prikazani su rezultati simulacije, za veliku promenu reference brziпe, prilikom cega dolazi do zasicenja pogonskog dela sistema, limitiraпj a izlaznog momeпta motora i do пelineaшog izoЬlicenja odziva rotorske brziпe. Zajedпo sa rotorskom brzinom, prikazaп је i talasni oЬlik estimirane vrednosti brzine. Sledi, da estiшiraпa vredпost brziпe prati stvaшu vrednost, gde ј е diпamicka greska и traпzijeпtnom staпju prouzrokovaпa upotrebom NF filtra prvog reda (тш = 10 ms) na izlazu estimatora brziпe ( 4. 9.4 ). ~ ~ 0 .06.-----~~-----.-------.-------.-------.------~ 0.05 0.04 .--- (l)r 0.03 0.02 0.01 о -0.01 vreme: 500 ms/div Slika 4 .9. 15. Rezu ltati simulac ije sistema sa sl ike 4 .9.7 za opterecenje pogona sa TL = 0.8 pu, sa estimac ijom rotoгske brzine motora N а slici 4. 9. 15 dati sн rezultati simulacije sisteшa za eksperimeпt isti kao na slici 4.9 .1 О , opterecenj е pogona moшeпtom 0.8 р н za пнltн гefereпtпu Ьгziпн , prosireп estimatoroш rotorske brziпe. Remltati simulacije pokazuju da estimator brziпe u traпzijentпom stanju radi sa greskom, dok u stacionaпюm staпju dobro estimira vredпost rotorske brziпe . Greska estimacije brziпe u tranzijentпim staпjiшa шogla bi se zпасајпо smaпjiti koriscenjeш slozeпijih MRAS algoritaшa. U okviru teze, usvojeпa је metoda ( 4. 9 .4) prevashodпo zbog пјепе j edпostavпosti , i tacпost i dovoljпe za sensorless brzinske servopogone sredпj ih perforшaпs i . U prethodnim eksperimeпtima brziпska regulacija је zatvaraпa ро stvarпoj vredпos ti rotorske brziпe . U nastavku, data ј е struktura sensOJ-less brz iп skog 11 9 4. Diгektno upгavljanje asiпlu-onim motoгom servopogona, u kome se kontura regulacije zatvara ро estimiranoj vredпosti rotorske brziпe . 4.9.3. Struktura sensorless hrzinskog servopogona Brziпski seпsorless роgоп је realizovan prosireпjem sistema sa slike 4.9 . 7, tako sto је za upravljacku velicinu uzeta estimiraпa vredпost brziпe ( 4.9.4) . "" . 6:--. те 1 (Ј) г (t) --w;(k) ђ--. т;(k) Slika + Js PI ... 4.8 .1 . Inercija motora J!l' - г- Regu1ator brzine Pogonskideo "" те sistema ... Estimator rotorske -(Ј) е brzine (4.9.4) ~ w,. ~ NF Slika 4.9 .16. Blok sema sensoгless brzinskog servopogona Na slici 4.9.16 data је stгuktuгa brzinskog servopogona bez davaca па osoviпi motoгa. Proceduгa projektovaпja vredпosti parametaгa Р! regulatoгa slicпa је pгoceduri opisaпoj u potpoglavlju 4 .9.1. Naime, siпteza regulatora spгovedena је koriscenjem uproscenog modela sistema sa slike 4.9.16. U okviru upгosceпog modela, dinamika estimatora brzine modelovana је dinamikom NF filtra prvog reda, upotreЬ!jenog za filtriraпje izlaza estimatoгa ( 4.9 .4 ). w;(k) ~Q--. ""' Р! т: (k) ... (Ј) г (k) Gps(z) ... - Regulator brzine Objekat uprav1janja Slika 4.9 .1 7. Ekvivaleпtni diskretni model sistema sa slike 4.9.16 Slika 4.9 .17 sadrzi prikaz ekvivalentnog diskretnog modela sensorless brziпskog 1 servopogoпa, gde је diskгetпa fuпkcija preпosa objekta upravljanj a definisana izrazom 120 4. Stгuktuгa algoгitma za diгektno upгavljanje аsiпћгопiт moto1·om T, = 4ms . (4.9.5) Pгocedura pгojektovanja regulatora ekv ivaleпtпa је postupkн primenjenoш u poglavljн 4.9 .1, sa j edinom razlikom u oЫiku fuпkcije prenosa objekta upravlj anja. Osnovпi zahtev pгilikom projektovanja Р! regulatora sastoji se u defiпisaпju zakona upravljaпja koji се obezbediti da doшinantni polovi konture, dati na slici 4.9.3, imaju faktor pгiguseпja ~ = О. 707 i пepriguseпu prirodnu ucestanost w" = 190 rad/s. О. О . (fJ ·х ro ОЈ ro Е ·0. -0 . -0. -0 . -1 -1 -0 .5 о 0.5 Real axis Slika 4.9.18 . GMK za funkciju diskretnog prenosa objekta upravlj anja G"s(z) Slika 4.9 .1 8. sadrzi prikaz geometrijskog шesta koreпa funkcije preпosa objekta upгavljanja GP,(z) , zajedno zahtevanim polozajem domiпantпih polova sistema u zatvorenoj povratnoj sprezi. Pгimenom metode GMK dobijene su sledece vredпosti parametaгa гegulatoгa, koje obezbedнju zeljenll diпamiku koпture upгavljanj a: Ксщ = 1.32 i КиЈ2= 0.945 . 4. Diгektno upгavljanje asin /u·onim motoгom 0.8 0.6 -0.6 -0.8 -1 -1 -0.5 о 0.5 Real Axis Slika 4.9.19. GMK sisteшa u zatvorenoj povratnoj sprezi sa projektovanim PI regulatorom brzine 121 Na slici 4.9.19. prikazan је GMK uproscenog шodela sensoгless seгvopogona, sa гealizovaniш PI regulatoroш . Sledi, da iшpleшentacija pгojektovanog zakona upravljaпja ispuпjava postavljeпe zahteve о diпaшici regulacije, izrazene kroz zahtevaпi polozaj doшiпaпtnih polova sisteшa и zatvoгenoj роvгаtпој sprezi. 1.2 0.8 0.6 :Ј .3. 0.4 0.2 ._,..--------·----------ј -0.2 -0.4 '-----'--- ---'-----'------'-------'--------' vreme: 100 ms/d i; (а) 122 4. Struktuгa a!goгitma za diгektпo upгavlianje asinћгonim тоtогот 0.5 S' .е, о (Ј), -0.5 -1 vreme: 1 ОО ms/di~; (Ь) 0.2.--.-----.----.-----.----.----.-----.----.----~ -0.2 ~ -0.4 -0.6 -0.8 -1L-~----~----~----~----~----L---~~--~----_u vreme: 1 ОО ms/di~; (с) Slika 4.9 .17. Simulacija odziva sensoгless brzinskog pogona, (а) za male promene reference, (Ь) za velike promene reference i (с) za opterecenje pogona sa nultom referencom brizne Na slici 4.9.17 prikazani su rezultati siшulac ij e sisteшa sa slike 4.9.16 рп razlicitiш геziшiша rada pogona. Slika 4.9.17(а) sadrzi rezultate siшulacije odziva .'ensOJ-fess pogona za шаlе ргошеnе гeference bгzine. Uporednoш analizoш odziva па 123 4. Diгektno upгavljaпje asinliгoпim motoгom slikama 4.9. 17 (а) i 4 .9.8 moze se zakljиci ti da sи dinamicke karakteristike brzinskog regиlatora sensoгless pogona i pogona sa zatvoreпom povratnom spregom ро mereпoj vredпosti rotorske brziпe priЬ!izпo iste. Sledi, da је opravdana ироtгеЬа иproscenog modela роgопа prilikom projektovanja sensoгless brzinskog servopogona. N а slici 4. 9.17 (Ь) prikazan ј е odziv pogona za velike ргоmепе reference, prilikom cega dolazi do zas iceпja pogona i neliпeaшog izoblicenja odziva brzine. Slika 4.9 .17 (с) sadrzi simиlacije odziva momenta, brzine i estimirane brziпe opterecenja pogona sa nиltom referencom brzine. U svim ispitivanim rezimima rada sistem zadrzava projektovane dinamicke karakteristike i radi sa nиltom greskom и stacionaгnom stanjи . Takode, и svim ispitivaпim rezimima rada estimiraпa vredпost brziпe prati realnи vrednost и traпzijeпtпim, odпosno, и stacionaшim stanjima. U ovom potpoglavUи defiпisana је strиktura sensoгless brzinskog роgопа и kome se povratna veza zatvara ро estimiranoj vredпosti brziпe motora. Simиliraп је odziv kompletnog modela sensoгless pogona, gde dobijeni rezultati роkаzији da projektovani regиlator ispипjava postavljeпe zahteve. Takode, rezиltati simиlacije potvrdиjи da је opravdana ироtгеЬа иproscenog modela pogona и procesи sinteze regиlatora. U sledecem poglavljи dat је pregledпi prikaz strиkture роgопа zajedno sa procedurom podesavaпja parametara роgопа. 124 5. Pгeg!edn i pгikaz ргосеdиге podesmmnja vгednosti pammetam гegulatom 5. PREGLEDNI PRIКAZ PROCEDURE PODESA V ANJA VREDNOSTI Р ARAМETARA REGULATORA U okviru ovog rada definisana ј е koшpletna struktura alogritшa za direktno upravljanje asinhronog шotora. Ona se sastoji iz vise kontura upravljanj a, estiшacij a i zastita, koji zajedno cine strukturu pogona sa raspregnutiш upravljanjeш шошеntош i fluksoш АМ. Osnovna struktura pogona, data na slici 4.8.1 , sastoji se iz sledecih celina: estiшator statorskog i rotorskog fluksa u forшi opservera sa zatvorenoш povratnoш spregoш ро trenutnoj vrednosti rotorskog fluks a; regulator statorskog fluksa, sa feed-foгwaгd dejstvoш ро refereпtnoj vredпosti statorskog fluksa, koji kao upravljacku velicinu koristi treпutпu vrednost statorskog пароnа; Ьlok za koшpenzaciju efekta "шrtvog vrешепа" napoпskog invertora; estiшator treпutпe vrednosti шошеntа АМ; liпearni PI regulator шошеntа, koji kao upravlj acku velicinu koristi ucestanost refereпce rotorskog fluksa; liшiteг izlaza regulatora шошеntа, u kоше ј е kr iteгijuш liшitiraпj a de fiпi san treпutпoш vгedпoscu aшplitude s tatoгske struje. Osпovnu strukturu роgопа шoguce је pгos iгiti algoгitшoш za slaЬlj e пj e polj a. Takode, роgоп za diгektпo upгav lj aпj e АМ шoguce ј е iшpleшentiгati kao izvгs ni organ u okviru raz lic itih kопtша upгav lj aпj a . U okviru teze pгikazana ј е s truktшa sensoгless brz iп skog s ervopogoпa. U nastavku dat Је pregledпi prikaz pгocedura za podesavanje vrednosti paraшetara regulatora, opisaпe u prethodniш pog lavUiшa teze. 125 5. Diгektno upгavljanje asinlu·oпim motoгom 5.1. Podesavanje proporcionalnog dejstva regulatora jluksa U toku procesa odredivanja vrednosti paraшetara pogona, ргvо se podesava vrednost proporcionalnog dejstva regulatora statorskog fluksa. U okviru poglavlja 4.1, data је struktura regulatora fluksa pгikazana na slici 4.1 .1. Pored strukture, definisu su i vгednosti рагашеtаrа regulatora fluksa, koji se sastoji od proporcionalnog dejstva ~' i feed-forwaгd dejstva ро statorskoj struji, odnosno, ро referentnoj vredпosti elektroшotome sile. Sa staпovista sinteze, neophodno је odrediti vгednost paraшetra ~, , dok su ostali рагашеtгi u okviru regulatora fluksa definisani ili kao рагашеtгi шotora (statorska otpomost) ili kao unutrasnje proшenljive uprav1jackog algoritшa (referentna vrednost statorskog fluksa i njena ucestanost). Prilikom odredivanja vrednosti proporciona1nog dejstva regulatora fluksa КР' kao kriterijumska funkcija koriscenje faktor prigusenja domiпantnih po1ova modela sistema na slici 4.5.1. Naime, u cilju dobijanja prigusenog odziva statoгskog fluksa sa minimalnim preskokom, odabrana је vrednost proporciona1nog dejstva ~' za koju dominanti polovi regulatora statorskog fluksa imaju faktor relativnog prigusenja ~ = 0.707. ТгеЬа napomenuti da је, prilikoш modelovaпja sistema regulatoгa fluksa i odredivanja spektra korena njegove karakteristicne jedпacine, motor modelovan u radnoj tacki sa nominalnim rotorskiш fluksom, nultom referentnom vrednoscu пюmenta, vгednosti ucestanosti ро1ја we = 0.5 pu i pri vredпosti parametra estimatoгa G = О . Peгioda оdаЬiгапја regulatora fluksa ima vrednost Т5 = 200 /lS. 5.2. Podesavanje vrednosti pojacanja estimatora jluksa U pгethodпom potpoglavlju dat је pгegled procedure podesavanja vгednosti parametгa гegulatora fluksa . Posto је regulacija fluksa realizovana koгiscenjeш estiшiraпe vгednosti statorskog fluksa, sledeci koгak u siпtez i DTC algoгitma sastoji se u odredivanju vredпosti ројасапја estimatora G. Naime, u okviru teze koriscena је struktura estimatora statoгskog i гotorskog fluksa u formi opserveгa, sa zatvoгenoш povгatnom spregoш ро estiшiranoj vredпosti гotoгskog fluksa (4.3.3)-(4 .3.4), u kojoj раrашеtаг G pгedstavlja ројасапје opseгvera fluksa . Osnovпa funkcija opserveгa sastoji se u povecanju robusnosti pogona u odпosu na пelineama izoЫicenja statorskog napona (izazvana neidealniш karakteгistikaшa naponskog inveгtoгa) i u odnosu na varijacije vrednosti statoгske otpoгnosti. Otuda, osnovni kгiteгijuш za izboг vrednosti рагашеtга G 126 5. Pгegledni pn:kaz ргосеdиге podesavanja vгednosti рагатеtага гegulatoгa predstavlja mera do zvo lj ene varijacije vrednosti statorske otpornosti pri kojoj regulator fluksa, tj . kompletaп pogon, treba da ostaпe stabilaп . Na slici 4.5.6. dati su гezultati analize stabilпosti regulatora fluksa za G = О, gde је pokazano da pri пеzпаtпоm smanjenju vredпosti statorske otpornosti sistem postaje nestabilan. Na slici 4.5. 7. dati su rezultati iste analize, za G > О(= 1 ОО) , gde је pokazano da se povecaпjem vredпosti parametra G povecava i dozvoljeni opseg vапЈаС!Ја vredпosti statorske otpornosti pri kojima sistem ostaje stabilaп. Odabraпi kriterijum za izbor vrednosti G obezbeduje stabilan rad regulatora fluksa pri varijacijama statorske otpornosti u opsegu ±25%. Ispitivanje stabi1nosti izvrseno је ana1izom spektra polova mode1a regulatora statorskog fluksa, datog na slici 4.1.1. Mode1 је izveden za radnu tacku motora definisanu nomina1nim rotorskim fluksom, nultom referencom momenta i ucestanoscu poUa we = 0.5 pu. 5.3. Podesavanje Vl'ednosti parametш-a regulatOJ'a momenta Posle podesavanja vrednosti parametra estimatora fluksa, potrebno је odrediti i vrednosti parametara regulatora momeпta. Regulat01· momenta ima strukturu kaskadnog PI гegulatora, cije se vгedпosti parametara odгeduju korisceпjem metode GMK. Naime, struktura гegulacije momenta bazira se na upotrebi ucestaпosti polja we kao upravljacke veliciпe, gde se povecavaпjem we povecava se vredпost momeпta i obmuto. Otuda, definisaп ј е liпearizovaпi model роgопа u odabraпoj radпoj tacki , па osпovu koga ј е izvedeпa fuпkciju preпosa zavisnosti momeпta i treпutne vredпosti ucestaпosti poUa. Korisceпjem liпearizovaпog modela ( 4.6.12)-( 4.6.13 ), defiпise se upгosceпi model sistema za regulaciju momeпta (slika 4.6 .2) sa kaskadпim Р! regнlatorom . Parametri regulatora momeпta odreduju se korisceпjem metode GMK, koja se zasпiva na izboru polozaja domiпaпtпih polova koпture upravljaпja . Polozaj dошiпапtпЉ polova odabran је na osnovн zahteva da роtгеЬпо је projektovati regulator momeпta koji ј е 2-3 рнtа sporiji od шшtrаsпје regu 1acioпe petlje ро vгedпosti statorskog fluksa. ОdаЬгапi su dominaпtпi polov i sa faktorom relativпog pгiguseпja ~ = 0.7 i nepгigusenom prirodпom ucestaпoscн w,, = 2n500 г/sес, sto odgovara рrорнsпош opsegu sistema od 500 Hz. Korisceпjem metode GMK, odredeпe sн vredпosti paгametara гegulatoгa шошепtа ( 4.6 .11) Кп i Кп, koje obezbedujн da domiпaпti polovi sistema za regulaciju шошепtа budu па zeljeпom polozajн u Z.гavпi. Treba парошепuti da је sistem modelovaп za radпu tacku defiпisaпu пoшiпalnom vredпoscu гotoгskog fluksa, poloviпom nomiпalne 127 5. Diгektno upгavljanje asinlu·onim тоtогот vredпosti rotorske brziпe i poloviпoш vredпosti refereпce шошепtа. Perioda odabiraпja regиlatora шошеntа jedпaka је Т,= 200 J.lS. 5.4. Podesavanje vгednosti ostalih parametaгa и okviгu algoгitma za upravljanje momentom АМ U prethodna tri poglavlja defiпisaпe sи procedure odredivaпja vredпosti paraшetara koпtrolera i estiшatora koji иlaze и sastav algoritшa za иpravljaпje шошеntош i flиksoш АМ. Pored иpravljackih i estiшacioпih blokova, sisteш se sastoji i od sledecih celina: generatora reference statorskog flиksa; koшpenzatora efekta "mrtvog vreшena"; liшitera izlaza regиlatora шошепtа. Generisanje reference statorskog flиksa podrazuшeva odredivanje nJene иcestanosti, иgla i aшplitиde. Ucestanost referentпog vektora statorskog flиksa direktno је odredena kao izlazna velicina regиlatora шошеntа, dok је иgао reference dobijeп iпtegracijoш иcestaпosti . Кошрlеtап algoritaш proracиna aшplitиde referentпog vektora flиksa dat је и poglavljи 4.2. Algoгitaш ошоgисаvа da se refereпca statorskog flиksa и defiпise u zavisnosti od refereпtnog vektora rotorskog flиksa i referentпe vredпosti шошепtа АМ. Proracuп refereпce statorskog fluksa izvrseп је и rotacioпoш koordiпatпoш sisteшu siпhroпoш sa referentпiш vektoгoш rotorskog flиksa, gde se refereпce statoгskog flиksa и stасiопагпош koordiпatпoш sisteшu rасипаји korisceпjeш iпverzпe rotacioпe traпsforшacije. Algoritaш koшpeпzacije efekta "шrtvog vrешепа" , prikazaп и poglavljи 4.4, zasпiva se па роzпаvапји vredпosti паропа јеdпоsшешоg шedukola пapoпskog iпvertora i dиziпi trajaпja "шrtvog vrешепа" и kolu иpravljaпja prekidackih еlешепаtа iпvertora , па osпovu kojih se estiшira vredпost izobliceпja statorskog парова . Estiшiraпa izoЫiceпja se kошрепzији primeпoшfeed-foгward шetode. Algoritaш liшitera izlaza regнlatora шошепtа opisaп је јеdпасiпаша ( 4. 7. 3 )- ( 4. 7. 7) . Izlaz regнlatoгa шошепtа liшitiгa se dejstvoш сlапа proporcioпalпog рrешаsајн aшplitиde statorske strнje ргеkо dozvoljeпog liшita . Vredпost proporcioпalпog faktora liшitera Ким н ( 4. 7. 7) odredeпa је eksperiшeпtalпoш шеtоdош. 128 5. Pгegledn i pгikaz ргосеdиге podesavanja vrednosti parametaгa r·egulatora 5.5. Podesavanje vrednosti parametara regulatora brzine / U prethodпa tri potpoglavlja dat ј е kratak prikaz procedura odredivaпj a parametara koji definisu pogoпski deo algoritma. U ovom poglavlju data је procedura odredivaпja vredпosti parametara kaskadпog PI regulatora brziпe u sensшless servopogoпu. Struktura brziпskog servopogoпa data је па slici 4.9 .16. Prilikom projektovaпja regulatora brziпe, korisceп uprosceпi model sensorless servopogпa, dat па slici 4.9.1. U uprosceпommodelu, pogoпski deo algoritma (regulator momeпta, regulator fluksa, estimator fluksa) ekvivaleпtiraп је sistemom prvog reda sa jediпiciпim pojacanjem i vremenskom koвstaвtom те odredenom па osвovu rezultata simulacije odziva regulatora momeвta. Vrednosti parametara brzinskog regulatora ( 4. 9.1) odredeпi su koriscenjem metode GMK, kojom se domiвaпtni polovi sistema pozicioniraju ва polozaj u Z-ravni koji odgovara zeljenom odzivu sistema. Prilikom projektovanja brziпskog servopogona, postavyeвi su zahtevi da odziv brzine bude aperiodicaв sa miвimalвim рrеЬасајеш, i sa propusвim opsegom upravljackog sistema 10+30 Hz. Navedeni zahtevi odgovaraju domiвaвtвim polovima sistema sa faktorom relativвog priguseвja ( = О. 707 i nepгiguseвim pгiгodвim oscilacijama щ, = 190 гad/s. Pгimeвom metode GMK odredeпe su vгedпosti рагаmеtага bгziпskog PI гegulatora Кrп1 i Киљ za koje је aпaliticki pokazano da ispuпjavaju postavljeпe zahteve о diпamici koпtuгe upravyaпja. Perioda odabiгanja гegulatoгa brziпe ima vгedпost Т, = 4 ms. U вaredпom poglavlju dat је pгikaz ekspeгimeпtalвog setapa па kome је testiraп algoritam za upгavljaпje asiпhгoпim motoгom, zajedвo sa гezultatima eksperimeпtalпih mereпJ а. 129 6. Diгektno upгavljanje asinlrгonim motoгom 6. EKSPERIMENTALNA PROVERA KVALIТETA PONASANJA POGONA Algoritaш za direktпo upravljaпje asiпhroпiш шоtоrош eksperiшeпtalпo је verifikovaп па laboratorijskoш шodelu koga сiпе 7.5 kW cetvoropolпi шotor, 10 kVA trofazпi пapoпski iпvertor i шemo-pretvaracka elektroпika, povezaпa sa persoпalпiш racuпaroш па kоше se izvrsava upravljacki prograш. Vdc Merno-uprav\jacka e \ektronika PWM .. b PWM ... c 1~ Vdc Va Vb Vc Upalj aci IGBT tranzistora sa prenaponskom i prekostmjnom zastitom РС sa programom za upravljanje pogonom АМ u realnom vremenu Slika 6.1. Blok dijagram strukture \aboratorijskog modela za ispitivanje karakteristika pogona АМ Т1 130 6. Ekspeгimentalna ргоvега kvaliteta ponasanja pogona Na slici 6.1. prikazan је eksperimentalni pogon, koji sadrzi : Cetvoropolni asinhroni motor snage 7.5 kW, nominalnog nаропа 220 V, nomiпalne ucestanosti 50 Hz i nominalпe Ьгziпе 1500 o/min. Vrednosti parametara modela АМ date sн u Dodatku; Trofazni naponski iпvertor sпage 1 О kV А sa IGBT traпzistorima kao prekidackim elemeпtima, паропош jednosmerпog medukola 540 ± 20 V, trajaпjem "mrtvog vremeпa" od 4 ± 0.5 J..LS i sa realizovanom prekostrнjпom i prenapoпskom zastitom; Strujпi Lem elemeпti sa merшm opsegom ±25 А faktorom traпsformacije 1:1000; Enkoder па vratilu АМ sa rezolucijom od 1000 impulsa ро obrtaju, koji sluzi za merenje ugaoпe brziпe motora; Роgоп jednosmerпog motora spregпutog sa АМ, koji sluzi kao kocпica prilikom ispitivaпja statickih i diпamickih karakteristika pogona АМ; Kartica merпo-upravljacke elektronike, sa merпim pretvaracima statorskih struja, 12 bitпim A/D koпvertorima sa vremeпom koпverzije od 2 J..LS, digitalпom elektroпikom za geпerisaпje trofazпih komaпdпih sigпala statorskog парова realizovaпih korisceпjem simetricne PWM modulacije, digitalпom elektroпikom za obгadu i Ьгојапје izlaza eпkodera, prateca logika za povezivaпje kartice sa persoпalпim гacuпarom. Kartica merпo-upravljacke elektroпike , realizovaпa н iпtegгisaпoj FPGA telшologiji, povezaпa је sa peгsoпalпim racuпarom preko paralelпog рогtа. Pored FPGA kola, па kartici se пalazi i 12 Ьitni, 500 ksps A/D koпveгtor zajedпo sa kolima za оЬгаdн eпkoderskiЬ sigпala . ; Persoпalпi racuпar (PI/300 MHz), па kome su гealizovaпi svi нpravljacki i estimacioпi algoritmi zajedno sa grafickim korisпickim iпterfejsom. Softver је realizovaп u programskom jeziku "С", i izvrsava se н realпom vremeпн sa osпovпom peгiodom odabiraпja н tгајапјu od 200 J..LS (regнlator momeпta, regнlator flнksa, estimator fluksa i estimator brziпe ). Nadredeпi нpravljacki algoritam (гegulator Ьгziпе) гealizovaп је sa periodom odaЬiraпja 4 ms. Upгavljacki pгogram је realizovaп sa сlоиЬ!е jloating point aritmetickom precizпoscн racuпa. 131 6. Diгektno upгavljanje asinfzгonimmo lot'0/11 u nastavku, dati su rezultati eksperimenata, tako sto su testovi vrseni i stiш redosledom па koji је izlagana struktura upravljackog algoritшa . Prvo sи izvrseni eksperiшentalna ispitivaпja regulatoгa statorskog flиksa , и kombiпaciji sa estiшatorom statorskog flиksa. Zatim је иpravljacka struktura prosireпa sa regиlatorom momeпta, па koji nacin је dobijen kompletan pogon АМ cije sи staticke i diпamicke karakteristike ispitaпe kroz serijн eksperimeпtalnih testova. Zavrsna ispitivanja i zvrseпa паd sensorless brziпskim pogonoш, н kоше је kontura upravljanja mошепtа iskoriscena kao izvrsпi organ u brzinskoj servopetlji. 6.1. Ispitivanje dinamickill karakteristika regulatorajluksa Stшktшe regulatora i estiшatora flнksa, zajedno sa prikazima procedura za podesavaпje vrednosti njihovih paraшetara, date sн u poglavlj ima 4.1-4.5. U poglavyн 4.5 dati sн rezнltati siпшlacija odziva regulatora fluksa za razlicite rezime rada regнlatoгa i za varijacije paraшetara regulatoгa i pogona. U nastavkн, dati su eksperimentalni rezнltati odziva regulatora i estimatora flиksa prezeпtovani redosledom slicпim prikazн rezнltata siпшlacija u poglavlju 4.5. U cilju ispitivaпja diпamickih karakteristika regиlatora fiиksa, izvseпi sн eksperimenti и kojima koпturи upravljanja cine regиlator i estimator fluksa, dok је regиlator moшenta iskljиceп, sto podrazumeva da је ucestanost polja fiksirana na zadatoj vredпosti. 0.3 0.25 0.2 :Ј з 0.15 0. 1 0.05 о 0.3 0.25 0.2 :Ј з 0.15 0.1 0.05 vreme: 20 ms/div о vreme: 20 ms/div (а) (Ь) Slika 6.1.1. Odziv statorsokog fluksa za zakoceni rotor i za (а) щ = О pu i (Ь) cv" = 0.02 pu Na slici 6.1.1. prikazani sи odzivi amplitиde statorskog fluksa za zakoceпi rotor, шeren,i za dve razlicite vredпosti ucestaпosti polja ОЈе. Eksperimeпt sa zakoceniш rotoгom od posebnog је iпteresa , posto је stabilnost гаdа sviЬ sensoгless algoritaшa za 132 6. Eksperimentalna ргоvаа kvaliteta ponasanja pogona upravljanje АМ najvise ugrozena pri niskiш brzinaшa pogona i niskiш vredпostiшa ucestanosti polja. Na osnovu sпiшaka шоzе se zakljuciti da је vreшe uspona statorskog fluksa 2-ЗТ,, sa preskokoш шаnјiш od 5%, sto odgovara zahtevaniш dinaшickiш karakteristikaшa regulatora fluksa. Takode, шоzе se priшetiti da postoji visok nivo slagaпja izшedu eksperiшentalnih odziva i odziva dobijenill siшulacijom pri istoш reziшu rada роgопа. Talasni oЬlik fluksa је pravilan i bez fluktuacija u stacionarnoш stanju, sto potvrduje da је u reziшu rada koji је kritican za senso1'less algoritшe za upravljanje АМ (rad na niskiш ucestanostiшa polja), regulator fluksa stabilan i robustan u odnosu па nelinearna izoЫicenja statorskog napona. 0.95 0.9 0.85 S' з, 0.8 0.75 0.7 0.65 ----~vfa/1> 1 lw. = 0.2 pul vreme: 20 ms/div (а) 1- 0.95 0.9 0.85 --~vfa!l>l S' Q. - 0.8 0.75 lw. = O. бpul 0.7 vreme: 20 ms/div 0.65 Ь:==::i_-~-'--~-~_Ј (Ь) Slika 6.1.2. Odziv statorsokog fluksa za pogon u praznoш hodu i za (а) wc = 0.2 pu i (Ь) We = 0.6 pu Za razliku od prethodпih eksperiшenata sa zakoceniш rоtогош, slika 6.1.2. sadrzi odzive statorskog fluksa za reziш rada pгaznog hoda, pri ucestanostiшa polja (а) w.= 0.2 pu i (Ь) ОЈ"= 0.6 pu. Eksperiшeпtalпi rezu ltati potvrduju da regulatoг statoгskog fluksa zadгzava projektovaпe kaгakteгi st ike ргi sredпj iш i visokiш нcestaпostiшa polj a. Otнda, шоzе se zakljuciti da је regulator fluksa robнstaп н odпosu na varijacije гotorske Ьгziпе роgопа. ('- 1 - 0.3 0.95 0.25 0.9 0.2 ----~vfafls i 0.85 --~чfafls l S' S' Q. .3 0.8 - 0.15 lw" = Opu 1 lwe = O.бpu l 0.1 IRs = 0.8Rsl 0.75 0.7 IRs = 0.8Rsl 0.05 vreme: 20 ms/div 0.65 о vreme: 20 ms/d iv (а) (Ь) 6. Direktno upravljaпje asinlu·onim motoгom 0.3 1 0.95 0.25 ---------- lчf afJs 1 0.9 ~ lчf a[Js l 0.2 0.85 S' S' 0.. 1 т. = О pu 1 Е, 0.8 1 т. = 0.6 puj - 0.15 IR, = 1.2R,I 0.1 IR, = l .2 Rsl 0.75 0.7 0.05 vreme: 20 ms/div 0.65 vreme: 20 ms/div о f---- (с) (d) Slika 6.1.3. Odziv statorsokog fluksa za pogon u praznom hodu i za promenu estimirane vrednosti statorske optorosti ± 20 % 133 Analiza stabilnosti шodela regulatora fluksa pokazala је osnovni uzrok пestabilnosti sensorless pogona proшena ekvivalentne statorske otpomosti. U nastavku, dati su rezultati eksperiшenata u kojiшa је ispitana oseЩivost regulatora u odпosu па varijacije vrednosti paraшetra statorske otpomosti koja se koristi u okviru regulatora i estiшatora statorskog fluksa. Sпimci odziva statorskog fluksa па slikaшa 6.1.3( а)-( d) predstavljaju rezultate testova varijacija paraшetra statorske otpomosti, za niske i visoke vredпosti ucestanosti polja. Od posebnog interesa su sniшici па slikaшa 6.1.3 (с)-( d) , posto oni predstavljaju пajkriticniji reziш rada (sto је analiticki pokazano u poglavUu 4.1 ), u kоше је estiшirana vrednost statorske otpomosti veci od stvame. Eksperiшentalni rezultati potvrduju da је regulator fluksa robustan u odnosu па varijacije statorske otpomosti. Povecanje robusnosti regulatora fluks a u odnosu па varijacije statorske otpomosti i u odпosu па nelineama izoЬliceпja пaponskog invertoгa postignuta su korisceпjeш opserveгa za estiшaciju tгепutпе vredпosti statoгskog fluksa. 0.3 0.25 0.2 S" Q. - 0.15 0.1 0.05 о ( 0.95 ~ lчfa[Js l 0.9 / lџ/a[Js l 0.85 S" 1 т. =О pul з 0.8 1 т. = 0.6 pul IG=O.SG/1 0.75 IG= O.SG/11 0.7 vreme: 20 ms/di; 0.65 vreme: 20 ms/di; · laJ lDJ Slika 6. 1.4. Odziv statorskog flllksa za pogon L1 praznom hodl!, pri pгomeni pojacanja opseгvera flllksa G za 50% 134 6. Ekspeгimentalna ргоvега kvaliteta ponasanja pogona Uticaj opseгvera statoгskog fluksa па stabi lпo st regulatora ispitan Је eksperimentalno, saшanjivaпjem vrednosti opserverskog pojacanja G u praznom hodu роgопа. Na slici 6.1.4. prikazani su odzivi statoгskog fluksa pri promeni pojacanja estimatora za 50%, pri пiskoj i visokoj vredпosti ucestaпosti polja. Na os1юvu rezultata testa moze se zakljuciti da smanjenje ројасапја G, ima neznatnog uticaja na dinamicke karakteristike regulatora fluksa. г 0.3 0.95 0.25 lчfaiJsl ~ 0.2 0.9 0.85 :Ј :Ј .е, 0.15 lwe =Opul 0.1 iкР = 0.5 К P" l lwe = 0.6 pul 1 К р = 0.5 К рпl з. 0.8 0.75 0.7 0.05 о vreme: 20 ms/div vreme: 20 ms/div о. 65 1------- (а) (Ь) 0.3 ( 0.95 0.25 ~lviap, l 0.2 S' 0.9 ~ 0.85 :::> з 0.15 0.1 lcv" =Opul lк р =0.25Kp"l 0.05 1 CV" = О .б pu 1 1 К р = 0.25 К рпl з 0.8 0.75 0.7 о- vreme: 20 ms/div 0.65 vreme: 20 ms/div (с) (d) Slika 6.1.5. Odziv statorskog fluksa za pogon LI praznom hodu pri promenui proporcionalnog dejstva regulatora fluksa za 50% i 75% Nakoп isp itivaпja osetljivosti regulatoгa па varijacije ројасапја opserveгa fluksa , пeoplюdno је ispitati i oseЩivost konture upravlj anja u odпosu na varijacije vrednosti parametara regulatora. Sпimci prikazani па slici 6.1.5 (а) - ( d) predstavUaju odziv statoгskog fluksa za ргоmепu vredпosti proporcioпalпog pojacanja 50% i 75%, pri niskim i visokim ucestaпostima polja щ. Sledi, da sшапјеnје vredпosti proporcionalnog \35 6. Diгektno upгuvljanje asinlrгonim motoгom dejstva izaziva usporenje dinamike regulacije fluks a, povecanje preskoka i sшanj enje prigusenja odziva. U okviru poglavlja 6.1. prikazani su rezultati eksperimentalnih testova izvedenih u cilju ispitivanja dinamickih karakteristika regulatora fluksa. Ispitivanja su izvrsena u rezimima zakocenog rotora i prazпog hoda, za рrошепе vrednosti svih paraшetara koji uticu na diпamiku regulacije fluksa (ucestaпost polja, statorska otpoшost, proporcioпalпo pojacanje regulatora i ројасапје opservera fluksa) . Rezultati testova potvrduju da regulacija fluksa ima zadovoljavajuce dinamicke karakteristike u razlicitim rezimima rada, kao i u uslovima varijacija vrednosti parametara modela pogona. U sledecem poglavlju prikazani su rezultati ispitivanja statickih i dinamickih karakteristika regulatora momenta. 6.2. / spitivanje statickilr i dinamickilr karaktaistika regulatora momenta Prilikoш ispitivanja karakteristika regulatora momenta realizovana је kompletna struktura algoritma, koja ukUucuje sve neophodne kontrolere i estimatore. Regulacija momenta је ispitana na pogonu АМ spregnutog sa jednosmeшim motorom. Karakteristike pogona ispitivane su u razlicitim rezimima rada. Brzina pogona kontrolisana pomocu jednosmeшog motora. Zadata је noшinalna referentna vrednost rotorskog fluksa. 0.2 0.15 S' .9, 0.1 0.05 1 щ = О pu 1 о vreme: 1 О ms/div Slika 6.2.1. Odziv momenta i statorske struje АМ za zakoceni rotor i protnenu reference momenta sa 0.1 na ~ - 2 pu 13 6 6. Eksperimentalna provem kvaliteta ponasanja pogona Na slici 6.2.1. prikazani sи odzivi momenta i statorske strиje za zakoceni rotor, pri promeni referentne vrednosti шomenta sa 0.1 na 0.2 ри. Odziv momenta па step роЬиdи ima pseиdoperiodicaп i prigиseni odziv, sa preskokom 10% i vremenom иspona и trajanjи od 1 ms, sto se poklapa sa diпamickim karakteristikama regиlatora analiticki podeseпiЬ и poglavljи 4.4. Takodje, postoji visok nivo poklapanja izmedu odziva momenta dobijenog na realnom pogonи i rezultata doЬijeniЬ simиlacijom modela. Na osnovи talasпog oЫika statorske strиje moze se zakyиciti da је pogon neoseЩiv na nelineama izoЫicenja nаропа invertora и иslovima nиlte brzine i niskih vredпosti иcestanosti polja. StaЬilan rad na пiskiш иcestanostiшa polja predstavlja napredak и оdпоsи na histerezisпe DTC pogone АМ [Н5]-[Н21], koji и rezimima sa niskim иcestanostima polja (Ј)е rade па granici staЬilпosti. 0.4 0.2 о S' з -0.2 -0.4 -06 0.4 0.2 las о S' з -0.2 щ= 0.2 pu -0.4 -0.6 vrerne: 1 О ms/div vreme: 10 ms/div (а) (Ь) Slika 6.2.2. Odziv momenta i statorske struje АМ za promenu reference momenta sa 0.2 na 0.4 pu, pri (а) щ = 0.2 pu i (Ь) w, = 0.4 pLI Рогеd testova ргi zakoceпom rоtоги motoгa, пеорlюdпо је ispitati kaгakteгistike гegиlacije za vгedпosti brziпe гazlicite od пule , podeseпe роmоси jedпosmeгпog шоtога spгegпutog sa АМ . Slika 6.2.2. sadrzi sпiшke odziva momeпta i statoгskiЬ strиja motora za step рrоmепи refereпtпe vrednosti momeпta pri brziпama motoгa 0.2 i 0.4 ри. Rezиltati testova иkаzији da је diпamika regиlatora momeпta пеzпаtпо osetljiva и оdпоsи па promeпe rotorske brziпe motora. Statorske struje sи pravilпog oЫika siпиsoidalпog oЫika и stacioпamom stапји , sto potvrdиje da је realizovaпi роgоп slabo osetljiv и оdпоsи па пeliпeama izoЫiceпja паропа iпvertora. Na оsпоvи rezиltata па slikama 6.2.1 i 6.2.2. moze se zakljиciti da sи implemeпtiгaпi regиlator шоmепtа и sirokoш opsegи radпiЬ brzina iша omogиcava prigиseni kvazioscilatomi odziv шоmепtа, sa pгeskokoш nizim od 1 О % i vremeпoш иsропа od 1 шs, tj. 5 perioda оdаЬiгапја regиlatora. U роrеdепји sa Ьisterezisпiш DTC pogoпima [Н5]-[Н21 ], predlozeпa regиlacijaje 2 do 3 риtа sporija, шаdа ргиzа zпасајпе predпosti и sшislи гаdа ' sa fiksnoш исеstапоsси pгekidaпja i sa zпаtпо пi z im пivoom ripla mошепtа. U 137 б. Diгektno upravljшzje asinћгonim motor·om poredenju sa srodniш SFVC algoritmima [F8], [G7] , realizovaпi regulator momeпta omogucava stabilпiji rad u zoпi niskih brzina, maпju osetljivost u odnosu na merni sum i 1.5 do 2 puta br:Zu diпamikн odziva momeпta. Pored ispitivanja osetljivosti diпamike pogona па varijacije rotorske brzine, neophodno је ispitati i oset1jivost u odnosu na varijacije parametaгa regulatora i paraшetara modela АМ. Ispitivanja osetljivosti dinamike regulatora momenta u odпosu na promeпe vrednosti parametara pogona izvrsena su korisceпjem eksperiшenta sa zakocenim rotorom. о -0.2 -0.4 0.4 0.2 S' о 3 -0.2 -0.4 vreme: 10 ms/d iv vreme: 10 ms/div (а) (Ь) ('\__ ~ ~- ias те 0.4 0.2 S' о 3 ~ias 1 Кп= О . 95 Кљ 1 -0.2 vreme: 20 ms/d iv -0.4 vreme: 20 ms/div (с) (d) Slika 6.2.3. Odziv шошеntа i statorske struje АМ za step pobudu sa 0.2 na 0.4 pu, pri varijacijaшa vrednosti paraшetara Р! regulatora шошеntа Na slici 6.2.3. prikazaпi su eksperimentalпi rezultate odziva шоmепtа па step pobudu, za ргоmепјеnе vгedпosti parametara regulatora momenta (а) К/Т па 67%, (Ь) К/Т па 133%, (с) Кп па 9 5% i ( d) Кп па 105% поmiпаlпе vгedпosti, respektivпo. Rezultati eksperimeпata dokazuju da u sirokom opsegu varijac ij a vгedпosti parametara regulatora роgоп radi stabilпo . Promena vredпosti paraшetra КЈТ ima uticaja na trajaпje prelazпog procesa (sшапјепје vгedпosti produzava vгеше odziva i obrnuto ), dok Кп itт.a uticaja па 138 6. Ekspeгimentalna ргоvега kvaliteta ponasanja pogona velic inu preskoka (sшanjenje vrednosti Кп dovodi do povecanja preskoka i obmuto). Znacajan uticaj na dinaшicke karakteristike DTC i SFO pogona iшaju varijacije pojedinih paraшetara шodela шotora. Analiticki је pokazano da ve liki uticaj iшaju varijacije statorske otpomosti, posebno kod histerezisnih DTC algoritaшa i dead-beat SFO algoritaшa [fll] . 0.4 0.2 S' о з -0.2 -0.4 -т е 1 " 1 /ias R, = O.SR, vreme: 1 О ms/div (а) 0 . 5г-------~--~--------~ S' о з -0.5 vreme: 1 О ms/div (Ь) Slika 6.2.4. Odziv pogona za step pobudu momenta sa 0.2 na 0.4 pu, pri varijacijama estimirane vrednosti statorske otpornosti Odzivi шошепtа i statorske struje dati na slici 6.2.4 . sпiшljeni su pri proшeni usvojeпe vredпosti statorske otpomosti ± 20% u odпosu па пjenu realnu vrednost . Rezultati testa pokazuju da је роgоп robustaп u odnosu па varijacije vгednosti statoгske otpomosti u zadatoш opsegu. Сiпјепiса da је рrошепа diпaшickih kaгakteгistika пеzпаtпа dokazuje zпacajan рошаk u kvalitetu perfoпnaпsi realizovaпog роgопа u рогеdепјu sa zпасајпiш Ьгојеш postojecih DTC i SFO роgопа , koji u reziшu rada i s pitaпoш u testu Slika 6.2.4 (Ь) гаdе пestabilпo . 0.4 0.3 0.2 S' 0.1 8, о -0.1 -0.2 S' 0.1 8, о " -0.1 L", = l.SL", -0.2 vreme: 1 О ms/div -0.3 vreme: 10 ms/div (а) (Ь) Slika 6.2.5. Odziv pogona za step pobudu momenta sa 0.2 na 0.4 pu, pri varijacijama usvojene vrednosti indLiktivnosti magnecenja 139 6. DiJ-ektno upгavljanje asinlu·onim motorom Ispitivaпja osetljivosti и оdпоsи па varijacije paraшetara шotora шоrаји da obиl1vate i testove sa рrошепош vredпosti iпdиktivпosti шаgnесепја, koja је izvesпa иsled uticaja efekta zasiceпja шаgпеtпоg kola шotora . Slici 6.2 .5. sadrzi odzive роgопа pri vaгijacijaшa иsvојепе vredпosti iпdиktivnosti шаgnесепја (pod usvojeпoш vredпoscи роdгаzишеvа se опа koja је iskorisceпa ипutar algoritaшa za estiшataciju flиksa, odпosno, geпerisaпje rеfегепсе statorskog fluksa). Rezиltati testova иkazujи da sи diпaшicke karateristike odziva роgопа шаlо osetljive и odпosu па vaгijacije vredпosti iпdиktivnosti шаgпесепја. Na slikaшa 6.2.1.-6.2.5. prikazani su rezиltati testova sa ispitivanje dinaшickih karakteristika odziva роgопа и razlicitiш reziшiшa rada, odnosno, и иsloviшa varijacija vredпosti paraшetara regиlatora i paraшetara pogona. Moze se zakljиciti da dinaшicke karakteristike роgопа zadovoUavajи postavljene zahteve, odnosno, da је pogon robиstan и odnosи na varijacije rotorske brziпe , vredпosti paraшetara regиlatora, i vrednosti paraшetara шodela шotora koji su kriticпi ро stabilnost sensoгless роgопа. Na taj naciп postignиt је kvalitativni рошаk и poгedenju sa resenjiшa koja zahtevajи poznavaпje tacnih vrednosti paraшetara роgопа (dead-beat algoritшi , na priшer). U nastavku dati sи karakteristika regulatora шошеntа и stacioпarnoш stanjи. 0 .6..----~---~-------., S' о з. 0.6 0.4 0.2 S' о з. -0.2 -0.4 -0.6 -0 .8 vreme: 1 s/div (а) те tv\.ГI'-''>J'""'i.. !""< :-11." "'\. ['"'\А""'- ~ ~ vreme: 1 ОО ms/div (с) 0.5 S' о з. -0 .5 -1 0.6 0.4 0.2 S' о з. -0.2 -0.4 -0 .6 /Те v ,. 1(1:; vreme: 1 s/div (Ь) те л ј А 1\ 1\ 1\ л л ~ ~~~~ ~ ~ ~ ~N~ v v v v v v , . 1(1:; vreme: 50 ms/div (d) Slika 6.2.6. Stacionarna stanja pogona ргi rezimima rada (а) т""= 0.4 pLI , щ =О pu, (Ь) т""= 1 pu, щ =О pLI , (с) т""= 0.4 pu , щ = 0.5 pu i (d) т""= 0.2 pu , щ = 0.8 pu 140 6. Ekspeгimentalna ргоvега kvaliteta ponasanja pogona Ispitivanja perforшansi regulatora шошепtа u stacionamoш stanju podrazuшevaju odredivaпje greske regulacije, kao i nivoa nelineamih izoЬlicenja шошепtа i statorske struje u stacioпamoш staпju. Sпiшci odziva шошепtа i struja u stacioпamoш staпju, pri razlicitiш reziшiшa rada роgопа, dati su па slici 6.2.6. Moze se zakljuciti da pogon гadi sa пultoш greskoш шошепtа u stacioпamoш staпju. Takodc, u пeliпeama izoЬliceпja statorskih struja su шiпiшаlпа, sto potvrduje da је projektovaпa upravljacka struktura slabo osetljiva u odnosu па izoЬliceпja паропа koja u sisteш uпosi пaponski iпvertor. Pored pravilпog prostoperiodicпog oЬlika statorskih struja, роgоп karakterisu i zпаtпо пiza izoЬliceпja шошепtа u stacioпamoш staпju. Nivo ripla шошепtа zпасајапо је пizi u poredeпju sa postojeciш histerezisпiш DTC algoritшiшa, u kojiшa ripl dostize пivo i do 20% reference шошепtа . о ~ ~ "'"' v Те'-.... / ~( / . "" / - ~ ······-······ / _. / "'\ v \ ;.--;.....- Wr \ v/ щ: 0.2 pu/di; т.: 0.4 pu/di; vreme: 0.5 s/di; Slika 6.2 . 7. Odziv estimiгanog momenta i izгnerene vrednosti rotorske brzine za s iгnetricnLI step pobudu pogona Slika 6.2.7. prikazuje odziv izшerene vгedпosti ugaoпe brzine шotora, za роgоп pobudeп sekveпcoш step pobuda шошепtа siшetricпih u odпosu na пulu . Sпiшlјеп је pгavilaп odziv rotorske brziпe testerastog oЬlika, siшetricaп u odпosu па пulu. Na osпovu dobijeпog eksperiшeпtalпog rezultata шоzе se zakljuciti da estiшiraпa vredпost шошепtа odgovara stvamoj vгedпosti u sirokoш opsegu radпih brziпa , ukljucujuci i Ьгziпе Ьliske пuli, sa оЬziгош па c iпj eпicu da је пivo izoЬliceпja realпe rotorske brziпe vеоша пizak. IzoЬliceпja dolaze do izrazaja u zoпi пiskiЬ brziпa, ali su ona zпасајпо пiza u рогеdепјu sa postojeciш DTC i SFVC algoritшiшa. U poglavlju 6.2. pгikazaпi SLI eksperiшeпtalпi rezultati testova ispitivanja statickil1 i diпaшickih karakteristika regulatora тошепtа АМ. Potvrdjeпo је da роgоп radi sa пultoш greskoш regu lacije шошепtа u stасiопапюш staпju , kao i sa пiskiш 141 6. Diгektno upгavljanje asin/u·onim motoгom шvoom nelinearnih izoЬliceпja statorske struje i momeпta. Takode, ispitaпe su i diпamicke karakteristike odizva momeпta pri razlicitim radпim brziпama, kao i pri promeпama vrednosti paгametara regulatora i modela АМ. Moze se zakljuciti da su postignute zeUeпe ьrziпe odziva, оdпоsпо, karakteristike prelazпog reziшa regulatora, uz пisku osetljivost stabilпosti роgопа u odnosu na varijacije vгednosti parametara modela motora. Na osпovu prikazaпih rezultata, uporedene su performaпse realizovaпog algoritma sa performaпsama роgопа kori se srecu u strucпoj literaturi. u poredeпju sa postojecim пeliпearnim, histerezisпim DTC algoritmima postignuta su poboljsanja sa staпovista rada sa koпstaпtпom prekidackom periodom i minimalпim riplom momenta i fluksa u stacioпarnom staпju. U poredeпju sa postojecim SFO algoritmima, baziraпimпa modulaciji vektora statorskog пароnа, uпapredenje је postignuto sa stanovista sшапјепе osetlj ivosti pogona u odпosu na varijacije parametara modela, vece stabilпosti rada pri пizim ucestanostima polja i vecoj brzini odziva шomenta. U sledeca dva poglavlja dati su rezultati ispitivaпja statickih i diпamickih karakteristika brzinskih servopogona realizovaпil1 koriscenjem mereпe i estimirane treпutпe vredпosti rotorske brzine, respektivno. Uporedaп prikaz odziva pogona sa i bez davaca brziпe dat је kako bi se omogucio uvid u uticaj koji dinamika estimacije brziпe ima па dinamiku konture upravljaпja brzinom motora. 6.3. lspitivanje ka~·akteristika b1·zinskog servopogona sa pov1·atnom spregom zatvm·enom ро maenoj vrednosti I"Olorske b1·zine Implemeпtacija regulatora momenta, baziranog па strukturi pгedlozeпoj u okvirн teze, omogнcava realizacijн bгziпskog servopogoпa sa asilшroпim motorom. Regнlacija trепнtпе vredпosti гotorske brziпe moze se гealizovati па dva пасiпа, korisceпjem mегепе vгedпosti brziпe ili korisceпjem estimiгaпe vredпosti rotorske brziпe kao нргаvlјапе veliciпe. U ovom poglavljн dati sн eksperimeпtalпi rezultati testova statickih i diпamickih karakteгistika regulatora brziпe sa povгatnom spregom zatvorenom koгisceпjem merene vredпosti гotorske brziпe . Ova ispitivanja sн izvгseпa sa ciljem poredeпja kaгakteristika odziva servopogoпa sa i bez davaca brzine. Prikaz stгukture servopogona sa davacem Ьгziпе, zajedtю sa procedurom siпteze regulatora, dat је u poglavljн4 . 9.1. 6. Eksperimentalna proveгa kvaliteta ponasanja pogona 0.8 0 .6 .0.2 L..l_--'---'---'---'---'---'---v.._re_m_e_: .._10_0_m_sl_,_di_v __. Slika 6.3 .1. Odziv estiшiranog шошеntа i шerene vrednosti rotorske brzine za inverziju brzine, za ша!е vrednosti reference brzine 142 Slika 6.3 .1. sadrzi odzive rotorske brzine i estiшirane vrednosti шошеntа АМ, za eksperiшent inverzije brzine. Referentna vrednost rotorske odabrana је tako da pogon sve vгеше radi u lineamoш reziшu , tj . da ne dolazi do zasicenja pogonskog dela sisteшa. Odziv brzine је kvazioscilatoгan, sa vreшenoш uspona t,. = 40 шs i sa pгeskokoш od 10%. Rezultat шеrепја potvrduje da је dobUen oЬlik vreшenskog odziva rotorske brzine na step pobudu koji odgovara analiticki projektovaпiш diпaшickiш karakteгistikaшa brziпskog seгvopogoпa. Eksperiшeпt odziva pri шаliш brzinaшa od posebпog је iпteresa, posto tada роgоп radi sa пајпiziш vredпostiшa ucestaпosti polja, kгiticпiш za stabilпost algoritшa estiшacije fluksa i regulacij e шошепtа. Eksperiшeпtalпi test potvrduj e da роgоп radi korektпo i u kгiticпoш reziшu rada, sa оЬziгош па pravilпe oЬlike odziva rotorske Ьгziпе i шошепtа. Рогеd ispiti vaпja odziva regulatoгa Ьгz iпе па step pobudu, i zvгseпi su i ekspeгiшeпti орtегесепја роgопа па raz li citiш radniш bгzinaшa шоtога. о.5г----.- --.---.---.----.-----. -0.5 "'> -1 .s, -1 .5 \ -2 -2.5 vreme: 500 ms/div S!ika 6.3.2. Odziv estiшiranog шошеntа i merene vredпos ti rotorske brziпe opterecenje роgопа пошinа!пiш momentoш optereceпja , pri brzini rotac ij e О pu 143 6. Diгektno upгa vlfanje asin/u·oninr motomm Optereceпje роgопа пomiпalпim momeпtom, korisceпjem jedпosmemog motora kao ekstemog izvora poremecaja, predstavlja пajekstremпiji rezim rada sa staпov ista stabilпosti sistema. Slika 6.3 .2. sadrzi пrrепја odziva роgопа pri testu maksimalпog optereceпja pri miпimalпoj brziпi . Moze se zakljuciti da роgоп radi stabilпo i da uspesпo zadrzava pogon u staпju zakoceпog rotora. Produzeпje tranzijeпtпog staпja izazvaпo zasiceпjem pogoпskog dela koпture upravljaпja . 0.6 0.4 1 0.2 S' о .s, -0.2 -0.4 -0 .6 vreme: 200 ms/div Slika 6.3.3. Odziv estiшiranog шошеntа i шerene vrednosti rotorske brzine optereceпje pogona пюшепtош opterecenja 0.4 pu, pri brzini rotacije 0.55 pu Snimci odziva brziпe i momenta роgопа, sa refereпtпom brziпom 0.55 pu, optereceпog momeпtom 0.4 pu dati su па slici 6.3 .3. Moze se zakljuciti da роgоп uspesпo realizuje svoju osпovпu fuпkciju , da odгzava brziпu роgопа па zadatoj vгedпosti u uslovima spoljпjeg орtегесепја . U пastavku, dati su sпimci odziva kompletпog sensoгless brziпskog servopogoпa . 6.4. Jspitivanje karakteristika brzinskog servopogona sa povratnom spregom uspostavljenom ро estimiranoj Vl'ednosti rotorske bnine Struktura brziпskog seropogoпa, koja objediпjuje algoritme za upravljaпje momeпtoш АМ, estimaciju treпutпe vredпosti brziпe i regulaciju brziпe data је u poglavlju 4.9.3 . Ispitivaпja statickih i diпamickih karakteгsitika servopogoпa izvrseпa su па radпoj staпici koju сiпе spгegпuti АМ i jedпosmemi шotor. Jedпosmeшi шotor iша autoпomпi роgоп, koji oшogucava zadavaпje шошепtа optereceпja asiпhroпog шotora. 6. Ekspeгimentalna ргоvега kvaliteta ponasanja pogona 0.2 г---~--~---~--~---~---. о -0.2 -0.4 -0.6 -1 vreme: 500 ms/div -1 .2 L__ _ .J._ __ ___. ___ _,_ _ _ __I. ___ ...J.._ _ _J Slika 6.4.1. Stacionarno stanje pogona opterecenog noшinalnim momentom opterecenja, za referencu brzine О pu 144 Ispitivanje statickih karakteristika regulatora brzine sprovedeno је zadavanjeш nulte referentne brzine, pri opterecenju АМ nominalnim moшentoш. Rezultati merenja obuhvataju odziv шomenta, stvame brzine, i estiшirane brziпe ро kojoj је zatvoreпa koпtura upravljaпja. Меrепја prikazaпa па slici 6.4.1. pokazuju da su regulacija шошепtа i brziпe stabilni i u usloviшa rada па пultoj brziпi шоtога. Takode, postoji шаlа greska estiшacije rotorske brzine, sto se шоzе zakljuciti па osпovu uporedпe analize odziva stvame i estimiraпe ugaone brziпe роgопа. 1.2 0.8 Жав 0.4 w, 0.2 "' w, о vre е: 200 ms/div Slika 6.4 .2. Odziv pogona pri inverziji brzine 145 6. Diгektno upгavljanje asinlu·onim тоt01·от Slika 6.4.2. prikazuje odzive brzine i momenta pri inverziji referentne vrednosti , sa promenom dovoljno malom kako bi se obezbedio linearan odziv pogona, bez zasicenja pogonskog dela konture upravljanja. Uporedпa aпaliza odziva па slikama 6.3 .1. i 6.4.2. dovodi do zakljucka da postoji visok пivo slagaпja izmedu odziva brziпskog servopogoпa sa i bez davaca па osovini, respektivпo. Sledi, da procedura projektovanja sensoгless роgопа, predlozeпa u poglavlju 4.9.3, omogucava realizaciju sensoгless upravljaпja treпutпom vredпoscu brziпe motora sa statickim i diпamickim karakteristikama priЬlizпim pogoпima u kojima је upotreЬljeп davac treпutne vredпosti rotorske brziпe АМ. Takode, greska estimacije treпutпe vredпosti rotorske brziпe је ispod vredпosti od 3%. U пastavku, dati su rezultati ispitivaпja osetljivosti роgопа па varijacije dva kriticпa parametra pogona: statorske otpomosti i pojacanja opservera fluksa. 1.5 0.5 о 1.4 1.2 ....... Те 0.8 :Ј 0.6 л 0.. Wr 0.4 0.2 о -0.2 -0.4 vreme: 200 ms/div vreme: 200 ms /div (а) (Ь) Slika 6.4.3. Odziv pogona pri pгomeni vrednosti paгametra statoгske otpornosti Jt" za (а) - 25% i (Ь) +25% Odzivi bгzina pogona prilikom varijacija vredпosti parametra statorske otpomosti, koja se koristi u okviru upгavljackog algoritma, dati su па slici 6.4.3. Od posebпog iпteresa su rezultati testa па slici 6.4.3. (Ь ), koj i predstavUa rezim kriticaп р о stabilпost znacajпog broja sensoгless algoritama pozпatih u strucпoj literaturi. U оЬа rezima гаdа роgоп fuпkcioпise stabilпo uz promene diпamickih karateristika odziva koje ne prevazilaze okvire zahteva postavljeпih prilikom projektovaпja koпture upravljaпja . Smапјепа osetljivost роgопа u odпosu па promene vгednosti statorske otpomosti postigпuta је, prevaslюdпo, upotгebom estimatora statorskog fluksa u forшi opservera sa zatovreпoш spregom ро vгedпos ti rotorskog fluksa. U пastavku , prikazaпi su rezultati 146 6. Ekspeгimentalna ргоvега kvaliteta ponasanja pogona testova u kojima је ispitan uticaj proшene proporcionalnog dejstva opservera fluksa na stabilпost servopogoпa. 0.8 0.6 S' 80.4 0.2 о 2 1.5 0.5 о vreme: 200 ms/div vreme: 200 ms/div (а) (Ь) Slika 6.4.4. Odziv pogona pri promeni vrednosti opserverskog pojacanja G za (а) -25% i (Ь) +25% U slucajeviшa sшапјепја i povecanja vredпosti pojacanja opservera пе dolazi do zпacajпijil1 рrошепа kaгakteristika odziva brziпe i шошепtа АМ, prikazaпih па slici 6.4.4. Рогеd analiza dinaшickih karakteristika i osetljivosti pogona na vaгijacije pojedinih раrашеtага , podjedпako su znacajna i ispitivaпja perfoгшaпsi servopogona u usloviшa spoljasnjeg optereceпja. Slede гezultati testova u kojima је, ргi razlicitiш radпim Ьгziпаша роgоп optereci\,an korisceпjeш spregпutog jedпosшerпog motora. 0.4 0.2 -0.2 S' з,-0.4 -0.6 -0.8 -1 -1 .2 vreme : 200 ms/div S\ika 6.4.5. Odziv pogona za opterecenje pogona momentom - 0.8 pu , pri rotorskoj brzini od О pu 6. Diгektno upгavljanje asin/u·onim motoгom 1.2 0 .8 0.6 ~ 04 0.2 Wr -0.2 -04 vreme: 200 ms/div Slika 6.4.6. Odziv pogona za opterecenje pogona momentom 0.8 ри, pri rotorskoj brzini od О ри 147 Slike 6.4.5. i 6.4.6. sadrze odzive pogona u fazi mlfovanp, opterecenog step momentima vrednosti 0.8 pu i - 0.8 pu, respektivno. Iako tranzijent pogona traje duze u poredenju sa pogonom koji koristi davac brzine (slika 6.3.2) postignuti rezultati mogu se smatrati zadovoljavajucima, posebno uzevsi u obzir cinjenicu da se radi о potpuno sensoгless strukturi, u kojoj dodatno kasnjenje unutar konture upravljanja uпos i algoritam za estimaciju trenutпe vгednosti rotorske bгzine. Treba napomeпuti da postoji znacajna greska ргi estimaciji \rredпosti brziпe u traпzijeпtпim staпjima роgопа , prouzrokovaпa relativпo jedпostavnom stгukturom estimatora brziпe . Bolje tгапziјепtпе гezultate estimacije brziпe moguce ј е postici upotrebom slozeпij il1 algoгitama za estimaciju brziпe , baziranih па MRAS strukturama. 0. 4 0.2 Те -0.2 -04 -0.6 ~f ~~ vreme: 200 ms/div Slika 6.4.7 . Odziv pogona za opterecenje pogona momentom -0.4 ри , pri rotorskoj brzini od 0. 3 pu 6. Ekspeгimentalna pгo vera kvaliteta ponasaпja pogona vreme: 200 ms/div Slika 6.4.8. Odziv pogona za opterecenje pogona шошеntош 0.5 pu, pri rotorskoj brzini od 0.3 pu 148 Slike 6.4.7. i 6.4.8 . sadrze odzive pogona pri brzini 0.3 pu, opterecenoj шошеntош - 0.4 pu 0.5 pu, respektivno. Slicno analizi odziva na slikaшa 6.4.5 . i 6.4.6. шоzе se zakljuciti da servopogon u razlicitiш reziшiшa rada oшogucava tacnu i robusnu regulaciju brzine АМ, bez upotrebe davaca na osovini шotora. U sva cetiri slucaja greska estiшacije brzine пiје presla vredпost od 3%. Eksperiшeпtalni rezultati prikazani u оvош poglavlju pokazuju da upotreba a lgoritaшa za direktno upravljanje шошеntош шotora i za estiшaciju tгепutпе vredпos ti гo toгske brziпe predlozeпi u okviru teze oшogucavaju rea lizaciju brz iпskog servopogoпa statickih i diпaшickih karakteristika priЬliznil1 karakteri stikaшa роgопа u koj iша ј е upo treЬlj en davac brzine па osoviпi шotora . 149 7. Diгektno upmvljanje asinћгonim motoгom 7. ZAКLJUCAK Predшet naucne rasprave u okviru teze predstavlja projektovanje algoritшa za raspregпuto upravljaпje fluksoш i шошеntош asiпhronog шotora, bez upotrebe davaca brziпe na vratilu. Ро strukturi, algoritaш upravljanja radi sa fiksnoш prekidackoш periodoш, i sa шodulisaniш vektoroш statorskog napona. Teza obuhvata vise razlicitih celina, kroz koje је postepeno prikazan proces razvoja algoritшa. U pocetku, data је aпaliza radova dostupпih u strucпoj literaturi koji se bave algoritaшa za sensшless upravljanje АМ. Pokazaпo је da se jedno od tezista istrazivanja nalazi u razvoju algoritaшa za raspregnutu koпtrolu fluksoш i шошеntош asinhronog шotora. Od posebnog iпteresa је grupa algoritaшa sa direktnu kontrolu шошепtа sa fiksпoш periodoш prekidaпja i sa шodulisaniш vektoroш statorskog nарова. Osnovпa predпost ovih algoгitaшa sastoji se u tоше sto oшogucava rad роgопа sa шiпiшalniш valovitoscu fluksa i шошепtа, uz direktпu raspregпutu kontrolu i uz veliku bгziпu odziva upravljanih veliciпa. Posto se kao osпovпi рrоЬ!ешi u DTC algoгitшiшa sa шodulisaпiш napoпskiш vektoroш javljaju velika osetlj ivost na varijacije раrашеtага роgопа i lose perforшaпse роgопа па пiskiш Ьгziпаша , u okviгu teze је razvijena stгuktura sa ciljeш poboljsaпja perfoгшaпsi deliшicпiш ili potpuniш геsаvапјеш пavedeпih ргоЬ!еша. Data ја aпaliza uzroka пavedeпih ргоЬ!еша, te је u cilju пjihovog uЬlazavaпja ili otklaпjaпja pгedlozena struktura sledecih karakteгistika: (i) direktпa regнlacija statoгskog fluksa u а{З stасiопашош koordiпatпoш sisteшu, sa а i f3 kошропепtаша statorskog пароnа kao upravljackiш velicinaшa; (ii) brzi odziv statorskog fluksa obezbedeп је realizacijoш feed-foгvvaгcl koпture upravljanja; (iii) refereпca statoгskog fluksa se geпerise tako da је obezbeden rad pogona sa konstantпiш гotoгskiш fluksoш u sviш reziшiшa rada; (iv) estiшacija statorskog fluksa ostvareпa је kогisсепјеш redнkovaпog opservera sa zatvoreпoш povratпoш sргеgош ро estiшiraпoj vredпosti rotorskog flнksa, сiше su poboljsaпe регfоrшапsе роgопа па пiskiш Ьгziпаша i sшапјепа osetljivost па varijacije paraшetara роgопа ; (v) regнlacija treпutпe vredпosti шошепtа ostvareпa је korisceпjeш ucestaпosti refereпtпog vektoгa rotor~kog fluksa kao upravljacke veliciпe, realizacijoш koпveпcijalпog Р! reglllatora; (vi) estiшacija trenlltпe vredпosti Ьгziпе izvrsena је korisceпjeш razlike vгedпosti l!cestaпosti polja i estiшiraпe 150 7. Zakl.ucak vrednosti ucestanosti kl izanj a; (vii) regulacija treпutne vrednos ti rotorske brziпe upotгebom proj ektovaпog pogona za uprav lj anje fluksom i momentom motora. Aпaliza dinamickil1 karakteгi st ika konture uprav lj anj a izvrseпa ј е koгiscenjem vektoгskog kompleksnog modela asinhroпog motora. Izveden па osnovu opsteg modela АМ u rotacionom koordiпatnom sjstemu, vektorskj model ј е foпniraп U\'Odenj em kompleksnjh promeпljjvill stanja, сјјј ј е realni deo d komponeпta, а jmaginami deo q komponenta vektoгa, respektivno . Model Је jzveden pod pretpostavkom о koпcentrjsanim ј konstantnim parametrjma motora. Osnovu kontuгe upravljaпja predstavUa uпutгasпja petlja, koja obuhvata estjmator statorskog fluksa, regulator statorskog fluksa i generator refereпce statorskog fluksa. Osnovu sensorless pogona cjni estjmatoг statorskog i rotorskog fluksa motora. U tezi је realizovaпa struktura estimatora u fom1i redukovanog opservera sa zatvorenom povratпom spregom ро estimiranoj vredпosti rotorskog fluksa. Aпaljticki i simulacijama modela је pokazano da se primenom ovog estimatora zпасајпо sm~шjuje oset!jjvost algoritma na varijacije parametara motora i neljпeama izoЫiceпja statorskog napona, sto роsеЬпо dolazi do izrazaja pri radu роgопа na malim brziпama. U cilju dodatпog poboljsaпja pertormaпsi роgопа uпutгasпja petlja је prosirena i Ыokom za kompeпzaciju efekta "mгtvog vremena" пapoпskog iпvertora . Koпtura upravljaпj a statorskim fluksom геа!ј zоvапа је u stacionamom cxf3 koordiпatпom s jstemu, u formi feed-fo i'VI'aгd regulac joпog dejstva, koje obezbeduj e upra,т ljaпje treпutпom vredпoscu fluksa sa veoma v jsokom Ьгzјпоm odziva. Refereпtпa vгedпost statorskog fluksa i zгacuпava se tako da se obezbedj koпstaпtaп rotoгski fluks u svjш re:Zimima rada роgопа, cime se olaksava гegulac jj a momeпta ј estimac jja tгепutпе vredпosti Ьгzјпе a s iпhгoпog motora. Sjnteza гegulatoгa fluksa zal1teva podesavaпj e '' redпostj samo jedпog parametгa, propoгc i oпalпog dej stva, koja је оdгеdепа koгjsceпjem metode geometгjj skog шes ta polova s jstema u zatvoгeпoj povratпoj spгez j. Diпam i cke karakteristjke regulatoгa j spjtaпe su s jшulacjjommode la koпture uprav ljaпja , za razlicite геzјше rada роgопа. Takode, i spjtaпa ј е ј oset!jjvost regulatoгa fluksa па varij ac jje vredпosti parametara роgопа. Aпalitickj ј simulacijom је pokazaпo da proj ektovaпj гegulator fluksa fuпkcionjse stabilno u sv jm гezimima rada роgопа, ј da obezbeduje brziпu odzjva samerljivu sa rezultatjшa postjgпutjш u pos toj ecjш llj s teгez j sпim regulatorima flпksa. Regtilac jj a trеппtпе vredпosti momenta zas пiva se па osпovпom prjпc jpu rada АМ sa koпstaпtпim гotorskjm fluksom. Na jme, u tez j ј е aпa !jtj cki pokazano da, prj radu АМ sa koп s taпtпim гotoгskim fluksom, postoj i !јпеаrпа zav i sпos t j zшedu vrednostj ucestaпo stj k!j zaпja i momeпta motoгa. Stoga, momeпtom motoгa moguce је uprav lj atj ko гj sceпjem treпutne vredпos tj uces taпos tj k!jzaпj a. Posto ј е rotoгska Ьгzјп а 151 7. Diгektno upгavljanje asinhronim motoгom sporopromenljiva velicina u poгedenju sa diпamikom promena elektгicnih velicina motoгa, treпutnom vrednoscu mошепtа moguce је upravljati varijacijama vredпosti ucestaпosti obrtanja vektora fluksa. Koпtura upгavljaпja шошеntош zatvoreпa је koгisceпjem konveпcionalпog kaskadпog PI regulatora, sa greskom moшenta na ulazu i vгedпoscu ucestaпosti polja па izlazu. Siпteza regulatora izvrsena је upotrebom liпeaгizovaпog modela роgопа , gde su dinamicke karakteгistike za razlicite rezime reda ispitaпe siшulacijoш kompletnog шodela роgопа. Regulator momeпta upotrebljen је za realizaciju sensoгless brziпskog seгvopogoпa. Vrednost гotorske brziпe racuпa se па osпovu treпutne vrednosti ucestaпosti polja i estimirane vredosti ucestanosti klizaпja. Regulator Ьгziпе pгojektovaп је koriscenjem uproscenog modela pogoпskog dela konture upravUaпja. Perfonnaпse projektovanog роgопа ispitane su na eksperimeпtalnom modelu, koji se sastoji od 10 kVA trofaznog invertora, 7.5 kW asiпhroпog motora i pratece merпe i upravUacke elektгonike. Izvrseпe su tri gгupe eksperimenata: (i) ispitivaпje diпaшickih karakteristika regulatora statorskog fluksa, (ii) ispitivaпje karakteristika regulatora шошеntа, i (iii) ispitivaпje brziпskog seгvopogoпa u razlicitim reziшima rada. Na osпovu prikazaпih rezultata шоzе se zakUuciti da projektovana struktшa upгavljaпja asiпhгoпim шotorom ima slcdece karakteгistike: гаd sa fiksпom pгekidackom periodom, koja za posledicu ima zпаtпо nizi пivo valovitosti fluksa i momeпta u poredeпju sa histeгezisпiш DTC algoгitшima; brza regulacija tгепutпе vгednosti statoгskog fluksa , sa vгemeпom uspoпa 2-3 periode оdаЬiгапја , u svim rezimima гаdа motoгa; estimacija tгепutпе vгedпosti statoгskog fluksa koja obezbeduje stabilaп гаd роgопа, ukljucu јнсi i гezim гаdа па пiskim Ьгziпаша; гegulacija mошепtа, sa шiпiшalпim valov itoscн н stacioпaшom staпjo , obezbedн ј е stab i lап odziv шomenta sa vremeпom нsропа 5-1 О peгioda odabiraпja н svim гezimima гаdа роgопа . U роrеdепјн sa postojecim SFO i SFVC pogoniшa, postigпuto је poboljsaпje н bгziпi odziva нz smапјепје osetlj ivosti na neliпearпa izoЬliceпja statoгskog паропа i па varijacije vredпosti рагаmеtага роgопа ; гаd роgопа ll citavoш opsegн ргоmепе vгedпosti нcestaпosti rotacije polja; jedпostavпa implemeпtacija regolatoгa momeпta н slozeпijim kontшama opravljaпja Ьгziпош ili pozicijom АМ; stгнktura pogona ошоgнсаvа implemeпtacijн algoritama za estimaciju rotorske Ьгziпе i pгojektovaпje sensoгless bгziпski !.1 servopogoпa . 152 7. Zakl'ucak Originalпi doprinosi postigпuti u okviru teze su: poboljsanja, u poredjenju sa postojecim resenjima, upotreba brzine obrtanja vektora fluksa kao upravljacke veliciпe za direktnu koпtrolu momeпta АМ, poboUsanja strukturafeed-foгwш-d regulatora statorskog fluksa, implemeпtacij a estiшatora statorskog fluksa u fогшi redukovanog opservera u stгukturi za direktnu kontrolu шошеntа АМ. Otuda, projektovaп је DTC роgоп koji, u poredeпju sa postojeciш SFO strukturama, oшogucava stabilniji rad pri niziш brziпama pogona, шanju osetljivost u odnosu na varijacije paraшetara motora i brzi odziv шошеntа i fluksa. Prilikoш ispitivanja performansi роgопа uoceпi su ргоЫеm vezan za promenu diпaшickih karakteristika regulacije шошеntа u razlicitiш reziшiшa rada pogona, kao i ргоЫеш u vezi sa tacnosti estiшacije brzine obrtanja шotora. Dalje sшешiсе za razvoj i poboljsaпje performaпsi predlozeпe strukture su sledece: posto је sinteza regulatora шоmепtа izvгseпa koriscenjeшliпearizovaпog шodela шotora, dalja poboljsaпja dinaшickih karakteristika роgопа шoguce је ostvariti koriscenjeш koшpletnog пelinearuog modela u procesu projektovaпja regulatoгa. Na taj naciп, oшogucila bi se realizacija пеliпеашоg zakoпa upravljaпja, koji bi ostvario dodatno роvесапје brziпe odziva sistema; upotгeba slozeпijeg algoгitшa za estiшaciju treпutпe vredпosti brziпe шotora omoguc ila bi гealizaciju sensoгless bгziпskog servopogoпa sa шапјоm greskom statickim i traпzijeпtпim stanjima роgопа . !i_. Diгektno upm\lljanje asinћronim moforom 8. tJST А REFERENCI [А!] B.K.Bose and N.R.Patel, "А РrоgгашшаЬ!е Cascaded Low-Pass Filter-Based Flux Synthesis for а Stator F1ux-Oriented Vector-Controlled Induction Motor Drive", IEEE Traпs. lпd. Electmп, vol. 44, рр. 140-143, February 1997 [А2] Ј. Hu and В. Wu, "New lntegration Algorithш for Estiшating Motor Flux over а Wide Speed Range", IEEE Traпs. оп Powa Еlесtгоп, vo1. 13, рр. 969-977, Septeшber 1998 153 [А3] Ј. Holtz, Ј. Quan, "Sensorless vector control of induction шotors at very low speed using а nonlinear inverter шodel and paraшeter identification," IEEE Traпs. оп lпdustry Applications, vol. 38, рр.1087 - 1095, July/August 2002. [А4] J.W. Choi and S.K. Sul, "Inverteг output voltage synthesis using nove1 dead tiшe coшpensation," IEEE Trans. Power Electroп., vol. 11, рр.221-224, Маг. 1996. [А5] М. Tsuji, S. Cher~ К. Izшni and Е. Уашаdа, "А Sensorless Vector Contro1 Systeш for Induction Motors Using q-Axis Flux with Stator Resistance ldentification", IEEE Traпs. Јпd. Electron, vol. 48, no. 1, рр. 185-194, Febшary 2001 [Аб] L. Zhen, L. Xu, "Sensorless Field Orieпtation Control oflnduction Machines Based on а Mutual MRAS Scheшe", IEEE Тгапs. lпd. Electroп, vol. 45, no. 5, рр. 824-831 , October 1998 [А 7] 1. На and S. Lee, "An Online Identification Method fог Both Stator and Rotoг Resistances oflnduction Motors Without Rotational Transducers", IEEE Тгапs. lnd. Еlесtгоп, vol. 47, no . 4, рр . 842-853, August 2000 [А8] К. AkatsLt, А Каwашuга "Sensoгless vегу low-speed and zero-speed estiшations \Vith oпline rotor гesistaпce estiшatioп of iпductioп шotor witliOLtt sigпal iпjeciton," IEEE Trans. lnd. Elecn-on, vol. 36, no. 3, рр. 764-771 , May/June 2000 [А9] G. Guidi, Н. Uшida "А novel stator resi staпce estiшatioп шetlюd for speed-seпsorless iпduciton шоtог dтives," ," IEEE Tгans. ој Jnd. Applications, vol . 36, no. 6, рр.\619- 1627, Noveшber/Deceшber 2000 [A IO] Е. Mitгinikas, А. Safacas, Е. Tatakis "А new stator гesitance tнnint шethod for stator- flux-oriented vectoг-controlled iпduction шotor drive," IEEE Tгans. lnd. Electгon , vol . 48, no. 6, рр. 1148-1157, Deceшber 2001 [All] V. Vasic, S. Vukosavic, Е . Levi "А stator resistance estiшation scheшe for speed seпsorless rotor flux oriented indllctioп шotor dгives, " IEEE Tгans. Епегgу Coп\lersion , vol. 18 , no. 4, рр. 476-483, Deceшber 2003 154 [Bl] I. О . Landau, Adaptive Contro1-The Model Rejerence Approach New York: Marce1 Dekker, 1979 [В2] G. Yang, Т. Chin, "Adaptive-speed indetification scheme for а vector-contro1led speed sensor1ess inverter-inductin motor drive, " !ЕЕЕ Trans . ој !nd. Applications, vol . 29, рр . 820-825, Ju1y/ August 1993. [В3] Н. Kubota, К. Matsuse, Т. Nakano "DSP-based speed adaptive flux observer ofinduction motor", !ЕЕЕ Trans. oj!nd. Applications, vol. 29, рр.344-348, March/April 1993 [В4] Н. Kubota, К. Matsuse "Speed sensor1ess fie1d -oriented contro1 of induction motor with rotor resistance adaptation," !ЕЕЕ Trans. ој !nd. Applications, vo1. 30, no. 5, рр.1219- 1224, September/October 1994 [В5] М. E1iЫuk, N. Langovsky, М. Kankam "Design and imp1ementation of а c1osed-1oop observer and adaptive controller for induction motor drives," ," !ЕЕЕ Tгans. ој !nd. Applications, vo1. 34, no . 3, рр .1 2 1 9 - 1224 , Мау/Јuпе 1998 [В6] L. Zhen, L. Xu "Sensor1ess fie1d orieпtetion contro1 of induction machines based оп а mutua1 MRAS scheme", !ЕЕЕ Т!-апs. !nd. Electгon, vo1. 45 , no. 5, рр.824 - 831, October 1998 [В7] F. Profшno, G. Griva, М. Pastorelli, Ј. Moreira, R.D. Doncker, " Universa1 fie1d oriented controller based on ari gap flux sensing via third hanлoпic stator vo1tage, "ЈЕЕЕ Тгапs. ој Ind. Applications, vo1. 30, рр.448-455, March/April 1994. [В8] А. Conso1i, G. Scarce1la, А. Testa, "А new zero-frequency flux-position detection арргоасh for direct-fie1d-oriented-control drives," !ЕЕЕ Тгапs. ој !nd. Applications, vol . 36, рр . 797-804, May/June 2000. [В9] Ј. На , S. Su1 " Sensor1ess fie1d-orientation contгol of an iпduction machine Ьу high- fгequency signa1 injectioп," !ЕЕЕ Tгans. oj!nd. Applications, vo1. 35, no. 1, рр.45 - 51, January/Febгuary 1999. [В 10] А. Consoli, G. Scarcella, А. Testa" А пеw zero - freqнeпcy flнx-position detectioп арргоасh fог diгect-freld- oгieпted -coпtrol dгives," ," !ЕЕЕ Тгапs. ој !nd. Applications, vol. 36, по. 3, рр.797-804 , Мау/Јнnе 2000 [В 11] F. Briz, А. Diez, М. Degпer "Dyпamic орегаtiоп of caггieг-signal-iпjectioп-based sensoг1ess diгect field -orieпted АС drives," ," !ЕЕЕ Tгans. ој Jnd. App!ications, vo1. 36, no . 5, рр.1360-136 8, September/October 2000 [В 12] N. Teske, G. Asher, М . Sнпmег, К. Bradley "Sнppress ioп of satшation saliency effects for the sensorless position control of iпdнctioп motor drives u11der 1oaded conditions," !ЕЕЕ Т!-апs. !nd. E!ectгon, vo1. 47,110. 5, pp.ll42-1150, October 2000 [В 13] F. Briz, М. Degner, А. Diez, R. Lore11z "Measuri11g, modeling, a11d decoнpling of sahrration-induced salie11ces in carrier-sig11al injection-based sensorless АС dгives," !ЕЕЕ Tгans . !nd.Applic, vol. 37,110. 5, pp.l356-1364, October 2001 155 8. Diгektno upгa11/janje asinћгonim тоtогот [С 1 Ј Н . Ноfшапп , S. Saпders , "Speed Seпsor1ess Vector Torque Coпtro1 oflпductioп Machiпes Usiпg а Two-Tiшe-Scale Approach", IEEE Тгапs. Ind. Applicat., vo1 . 34, по. 1, Jaпuary/February 1998 [С2] К. Hurst, Т. Habet1er, G. Griva, F. Profuшo , Р. Јапsеп" А Se1f-Tuппiпg C1osed-Loop F1ux Observer for Seпsoг1ess Torque Coпtro1 of Staпdard Iпductioп Мас11iпе", IEEE Trans. Рон1ег Electron, vo1. 12, по . 5, Septeшber 1997 [С3] Р. Јапsеп, R. Loreпz, D. Novotпy, "Observer-based diгect fie1d orieпtatioп: aпa1ysis апd coшparasioп of altemative шethods," IEEE Trans. ој lnd. Applications, vo1. 30, рр . 945- 953, July/August 1994 [С4 Ј Н . Ноfшапп, S. Saпders "Speed-seпsor1ess vector torque coпtro1 of iпductioп шachiпes using а two-tiшe-scale approach," ," IEEE Tгans. ој lnd. Applications, vo1. 34, по. 1, рр . 169-177, Jaпuary/February 1998 [С5] Ј. Ho1tz, ''Drift апd paraшeter coшpeпsated flux estiшator for persisteпt zero stator frequeпcy operation of seпsor1ess coпtrolled inductioп шоtогs , " in Pl-oc. IEEE-IAS 2002, 371h Annual!AS Meeting, vo1. 3, рр. 1687-1694 [Сб] М. Нinkkaпeп апd Ј. Luoшi , "Paraшeter seпsitivity of full-order flux observers for iпductioп шotors", in Ргос. IEEE-IAS 2002, 37111 Annual!AS Meeting, vo1. 2, рр. 851 -855 [С7] Т. Habatleг, F. Ргоfшnо, G. Griva, М. Pastorelli, А. Betti пi "Stator resistaпce tuпiпg iп а stator-flux field -orieпted dгive usiпg ап iпstaпtaпeous hybгid flux estiшator", IEEE Tгans. оп Ртvег Electmn, vol. 13 , по. 1, рр. 125-133, Jaпuary 1998 [С8] Е . Saпg, А. Liew, Т. Lipo "New observer-based DFO scheшe for speed seпsor1ess fie1d- orieпted d.гives fог low-zero-speed operatioп," IEEE Tгans. оп Рон1ег Electгon , vol . 13, по. 5, рр. 959 -968, Septeшber 1998 [С9] L. Hamefoгs "Desigп апd aпalys is of geпera1 rotor-flux-orieпted vectoг coпtrol systeшs," IEEE Tl-ans. lnd. Applicat., vol. 48, по. 2, рр. 383 -390, Аргi\2001 [С 1 ОЈ Н. Nakano апd I. Taka11ashi, "Sensorless field-oгi eпted coпtro l of ап iпductioп шоtог LI Siпg ап iпstaпtaneous slip frequeпcy estiшatioп шethod" , iп Conf Rec. PESC '88, рр. 847-854, 1998 [D 1 Ј L. Huaпg, У. Tadokoro, К. Matsuse, " Deadbeat flux level сопtгоl of diгect-field-oгieпted high-horsepower iпdLtctioп servo шotor Llsiпg adaptive rotor flu x observer", IEEE Тl-апs. ој lndustг.Appl, vo1. 30, Ju1y/ Allgust 1994 [D2] R. Doпcker" Paraшeter seпsit i vity of iпdiгect uпiversa1 fie1d-orieпted coпtro llers," !ЕЕЕ Т!-апs. оп Pmveг electгonics, vo1. 9, по. 4, Ju1y 1994 [D3] R. Dопсkег "Coшparasioп ofllniversal field oriented (UFO) coпtrollers iп differeпt refereпce fraшes," IEEE Тl-апs. оп Роwег electг. , vol. 10, no. 2, рр.20 5 -2 1 3 , March 1995 [D4] В. Bose, N. Pate1, К. Rajashekaгa "А s taгt- Lip шetlюd for а speed seпsorless stator-flllx- orieпted vector-coпtгolled iпductioп шotor dгive , " ", IEEE Tnms. lndustг. Electгon, \' О!. 44, по. 4, рр.587-590, Allgllst 1997 8. Lisla ге eгenci [05] L. Hamefors "Instabi1ity p11enomena and remedies in sensor1ess indirect fie1d oritented contro1," !ЕЕЕ Trans. оп Pov.1a electгonics, vo1. 15 , no. 4, рр.733-743 , Ju1y 2000 [06] К. Ohyama, К. Shinohara "Small-sigпa1 stabi1ity ana1ysis of vector contro1 system of indLtction motor without speed sensor using synchronous сuпепt regu1ator, " !ЕЕЕ Trans. lnd. App/icat., vo1.36, по. 6, November/December 2000 156 [07] К. Matsuse, S. Taпiguchi , Т. Yoshizшni, К. Namiki "А speed-seпsor1ess vector contro1 of induction motor operatiпg at high efficiency taking core 1oss into account," !ЕЕЕ Trans. lnd.App/icat., vo1. 37, no. 2, March/Apri12001 [08] Z. Beres, Р . Vranka "Sensor1ess IFOC of iпduction motor with cuпent regu1ators iп cuпent refereпce frame," !ЕЕЕ Тгапs. lnd.Applicat., vo1. 37, по. 4, Ju1y/August 2001 [09] S. Кiш, S. Sul "Voltage contro1 strategy for maximum torque operation of an iпduction machiпe iп the field-weakeniпg regioп," !ЕЕЕ Trans. lndustr. Electron, vo1. 44, no. 4, рр.512-518, August 1997. [010] F. Briz, А. Diez, М. Degner, R. Loreпz "Current and flux regu1ation in fie1d-weakeпing operatioп," !ЕЕЕ Tгans. lndustl'. Applic., vo1. 37, по. 1, рр.42-50, Janury/February 2001 [Е1] С. Lee and С. Chen, "Speed Sensorless Vector Contro1 oflnduction Motor Using Ka1man-Fi1ter-Assisted Adaptive Observer", !ЕЕЕ Trans. lndustг. Electгon, vo1 . 45, no.2 , Apri1 1998 [Е2] Е. Levi, М. Wang "А speed estimator for high peгfonnance sensoг1ess contгol of iпduction motor in the fie1d weakeпiпg геgiоп," !ЕЕЕ Tmns. оп Р011'а Electгon, vo1. 17, по. 3, рр . 365-377, Мау 2002 [Е3] S. Кiщ Т. Park, Ј. Уоо апd G. Рагk, "Speed-Sensor1ess Vectoг Coпtro1 оfап Iпduction Motor Using Neura1 Network Speed Estimatioп", !ЕЕЕ Tnms. !nustг. Electгon, vo1. 48, по. 3, Јuпе 2001 [Е4] А. Ba-Razzouk, А. Cheriti , G. Olivier, Р. Sicard "Fie1d-orieпted control of iпduction пюtогs Llsing пeura1-пetword decoLtp1eгs , " !ЕЕЕ Тi-al1s . 011 Рон·а Electl'onics, vo1. 12 , no. 4, рр. 752-763, Jul y 1997. [Е5] I. Takahashi апd Т. Nogнchi , "А new quick-гesponse апd 11ig11-efficieпcy coпtro1 strategy ofan iпductioп machiпe," !ЕЕЕ Tm11s. fnd. Appl. , vol. 22, рр. 820- 827, Sept./Oct. 1986. [Е6] G. Buja, D. Casadei, and G. Sem:, "Direct torque contro1 of induction motor dtives," iп Ргос. !ЕЕЕ !S!E '97, рр . 2-8, 1997 [Е7] Е. Monmasson, А. Naassaпi , and Jean-Pall1 Loнis , "Extens ioп of the DTC Сопсерt" , !ЕЕЕ Tm11s оп l11clustгial Electгonics , vo1 . 48, no. 3, рр. 715-717, Јuпе 2001 [Е8] С. Lascu, I. Bo1dea, F. Blaajberg, "А Modified Direct Torque Control for Induction Моtог Sensor1ess Drive", iп Ргос. !ЕЕЕ !S!E'97, рр. 41-4 7, 1997 [Е9] D. Casadei, G. Serra, А. Тапi "Imp1emeпtatioп of а direct torqнe control algorithm for iпductioп motors based оп discгete space vector modu1atioп ," ," !ЕЕЕ Tгa11sactions 011 Pmveг Electг. , vol.l5 , no. 4, рр. 769-777, Ju1y 2000 8. Diгektno иога\Ј/јапје asin/Jгonim motoгom [EIO] У. Lai, Ј. Liп, Ј. Waпg "Direct torque control iпductioппюtor drives with self- cotшnissioпiпg based оп Taguchi methodology," ЈЕЕЕ Т!-aпsactioпs оп Pm-va Electг., vol .l5, по. 6, рр. 1065-1071 , November 2000 [F1] D. Te1ford, М. W. Dшшigап, апd В. W. Williams, "А Nove1 Torque-Ripple Reductioп Strategy for Direct Torque Coпtro1" , !ЕЕЕ Tгaпsactioпs оп !пdustгial Electmпics, vol. 48, по. 4, рр. 867-870, August 2001 [F2] Ј. Капg апd S. Su1, "Torque Ripp1e Miпimizatioп Strategy for Direct Torque Coпtrol of Iпductioп Motor", iп Ргос. ЈЕЕЕ !S!E '97, рр . 112- 118, 1997 [F3] R. Ortega, N. Barabaпov, G. Va1deпama "Direct torque contro1 of inductioп motors: stabi1ity aпa1ysis апd perfonnance improvemeпt," !ЕЕЕ Tгaпsactioпs оп Automatic Coпtml, vo1.46, no . 8, рр. 1209-1222, August 2001 157 [F4] Ј. Lee, Т . Takeshita, N. Matsui "Stator-flux-oriented seпsorless iпductioп motor drive for optimшn low-speed реrfоппапсе," ," !ЕЕЕ Tгaпsactioпs оп !пd. Appl., vol. 33 , по . 5, рр. 1170-1176, September/October 1997 [F5] S. Wee, М. Shiп, D. Hyun "Stator-flux- orieпted control of iпduпctioп motor coпsidering iroпloss," ," !ЕЕЕ Т!-aпsactions оп !nd. Electг., vol. 48 , no . 3, рр. 602-608, Јuпе 2001 [F6] М. Sl1iп, D. Hyun, S. Cho "Maximum torqlle coпtrol of stator-flux-oriented iпductioп machiпe drive in the field-weakeпiпg regioп," ," !ЕЕЕ Tгaпsactioпs оп Јпd. Appl., vol. 38, по. 1, рр . 117-122, Jaпuary/February 2002 [F7] С. Attaiaпese, У. Nardi, А. Perfetto, G. Tomasso "Vectorial torqlle coпtrol: А пovel approach to torque and flux coпtrol of iпductioп motor drives," ," !ЕЕЕ Tгansactions оп !nd. Appl., vol. 35, no. 6, рр. 1399-1405, November/December 1999 [F8] Ј. Lee, С. Кiш, М. Уоuп "А dead-beat type digital coпtroller for the direct torque сопtгоl of ап iпdllction motor," ЈЕЕЕ Т!-aпsactions оп Pmveг Electг., vol . 17, no. 5, рр . 739-746, September 2002 [F9] Milic R. Stoj ic, Digitalni sistemi automatskog upгavljanja. Akademska mi sao, Beogгad, 2004 [F 1 О] С. Lascu, I. Boldea, F. Blaabjerg "А modified diгect torque control for iпduction motor sensorless drive, " !ЕЕЕ Tnmsactions оп !nd Ар р!., vol . 36, по. l, рр . 122-130, Jaпuary/Febrllary 2000 [G 1] У. Lai, Ј. Сl1еп "А пеw approach to direct toгque coпtrol of iпductioп шоtог drives fог constaпt iпveгter switching freqlleпcy апd torqlle ripple redllction," ," ЈЕЕЕ Tгansactions оп Enagy Coпvasioп , vol. 16, по. 3, рр. 220-227, Septeшber 2001 [G2] S. Sllwaпkawiп, S. Saпgwoпgwaпich "А speed-seпsorless IM drive with decollpliпg сопtгоl апd stability aпalysis of speed estimatioп , " ," !ЕЕЕ Tnmsactions оп !nd. Electl'., vol. 49, no. 2, рр . 444-455, April2002 [G3 ] Ј . Maes, Ј. Melkebeek "Speed-seпsorless direct torqlle coпtrol of iпdLtctioп шotors l!Siпg ап adaptive flux observer," ," !ЕЕЕ Tгansactions оп !nd. А рр!. , vol. 36, по. 3, рр. 778- 785, Мау/Јuпе 2000 158 [G4] М. Rodic, К. Jazemik "Speed-sensorless sliding-шode torque control of an induction шotor," IEEE Traпsactioпs оп !пd. Electroпics, vol. 49 , no. l , рр. 87-95 , February 2002 [G5] D. Casadei, G. Serra, А. Tani "Steady-state and transient perfonnance evaluation of а DTC scheшc in the low specd range," ," IEEE Transactioпs оп Powa Electl'., vol. 16, nо.б, рр. 846-851, Noveшber 2001 [Gб] С. Moucary, Е. Mendes, А. Razek "Decoup1ed direct coпtro l of РWМ iпverter-fed iпductioп шotor drives" !ЕЕЕ Traпsactioпs оп Iпd. Applicatioпs, vol. 38, по . 5, рр. 1307- 1315, Septeшber/October 2002 [G7] D. Casadei, G. Serra, А Тапi, L. Zarri, F. Profuшo "Perfonnaпce aпalysis of а speed- seпsorless iпductioп шotor drive based оп а coпstaпt switchiпg freqнeпcy DTC scl1eшe ," IEEE Traпs. оп Jпdustly Applicatioпs, vol. 39, рр.476-483, March/April 2003 [G8] Dj. Stojic, S. Vukosavic "А пеw iпduction шotor drive based on the flux vector acceleration шetlюd", rad pгihvacen za puЬlikovaпje u!EEE Transactioпs оп Energy Conversion [G9] Dj. Stojic, S. Vukosavic "Induction шotor drive based оп Ње statoг flux vectoг control" Electгical Engin. (Archiv fйr Elektrotecћnik) , vol. 87, no. 1, рр. 23-32, January 2005. [G 1 ОЈ Paul С. Кгаusе, Aпaiysis ој e/ectrical тасћiпегу, Mc-Grav" Нill , New York, 1986 [Н 1 Ј Slobodan N. Vukosavic, Pгojektovanje adaptivnog mikгopгocesoгskog иргтЈ/јапја b1·zinonz i pozicijom asin/11-onog motoгa ( do~toгska diseгtacija), Elektrotelmicki faku ltet u Beogгadu , 1989 [Н2] Dorde Stojic, Pгoje~tovanje гegu/atoгa statoгske stгuje asinћmnog тоtога (diplomski гаd), Elektгotelmicki fakultet и Beogradu, 1994 [НЗ] А. Walczyпa, К. Hasse, R. Czamecki "Input filteг stability of driYes fed fгош Ње Yoltage iпYeгters contгolled Ъу direct flux and torque contгol шetlюds" IEE Рг ос. оп Pmveг Applications, vol. 143, no. 5, SерtешЬег 1996 [Н4] Р. Enjeti , V./. Shireeп "А new teclmiqlle to reject DC-liпk YOltage ripple for inverteгs operatiпg оп ргоgrашшеd РWМ vvavefoпns" !ЕЕЕ Тгапs. оп Ртџа Electгonics, vol . 7, no. 1, Ја1шаrу 1992 [Н5] J\'f . Depeпbrock" Diгect self-coпtrol (DSC) of iпverter-fed inductioп шасhiпе," !ЕЕЕ Tгansactions оп Рон •а Elecfi'Onics, vol. З , no. 4, рр. 420-429 , October 1998 [Нб] I. Takahashi, Y.Olшюri "High perfoпnance direct torqlle control of an induction шotor," !ЕЕЕ Т!-aпsactions оп Iпd. Applications, vol. 25, no. 2, рр. 257 -264, Marcl11 Apгil 1989 [Н7] Н. Zlюng, Н. Messenger, М. Rashad "А new шicrocoшputeг-based direct toгqLie control systeш for three-phase iпdнctioп шotor," !ЕЕЕ Т!-aпsactioпs оп !пd. Applicatioпs, vol. 27, по. 2, рр. 257-264, Marcl1/Aprill99l [Н8] Т. Habetler, D. Divan "Control strategies for direct toгqLte contгol нsing discrete pulse пюdнlation," IEEE Tгaпsactioпs оп !nd. Applicatioпs, vo l. 27, по. 5, рр. 893 -901 , Septeшber/October 1991 8. Dil'ektno upm\l/janje asinhгonim motoгom [Н9Ј G. Griva, G. Habet1er, F. Profuшo , М. Pastorelli "Perfonnance eva1нation of а direct torqнe controlled drive in the continuous PWМ-sqнare wave transition region," !ЕЕЕ Tгaпsactioпs оп Pot\leг Electг. , vo1. 10, no. 4, рр. 464-471, Ju1y 1995 [Н 1 ОЈ М. Kaziшierowski , А . Kasprowicz "Iшpvored direct toгque a11d flux vector contro1 of PWM inveгter-fed inductio11 шotor drives," ЈЕЕЕ Tгaпsactioпs оп Јпd1'. Electl'. , vo1. 42 , no. 4, рр. З44-З50, Aнgust 1995 159 [Н 11 Ј Х. \Vu, А. Steieшe1 "Direct se1f contro1 of inductio11 шachi11es fed Ьу а doub1e three-1eve1 inveгter," ЈЕЕЕ Tгaпsactions оп Јпdг .. Electг., vo1 . 44, no. 4, рр. 519-527, Aнgнst 1997 [Н 12Ј F. Bananno, А. Conso1i, А. Raciti, А. Testa "An innovative direct self-co11tro1 scheшe for induction шotor drives," !ЕЕЕ Tгaпsactioпs оп Роwег Electг., vo1. 12 no . 5 рр. 800- 806, Septeшber 1997 [Н1З]Ј. Kang, S. Sн1 "New direct torqнe contro1 of indнction шotor for шiniшuш torque ripp1e and co11stant switching freqнency," ," ЈЕЕЕ Tгansactioпs оп Јпd. Applicat., vol З5, no. 5, рр. 1076-1082, Septeшber/October 1999 [Н14Ј А. Pшcell , Р. Acam1ey "Enhanced inveгter switching for fast response direct torqнe contro1," ЈЕЕЕ Tгaпsactioпs оп Роwег Electr., vo1. 16, no. З, рр. З82-З89, Мау 2001 [Н 15]1. Kang, S. Su1 "Analysis and prediction of i11veгter switching fгequency in direct toгque co11tro1 of induction шachi11e based 011 hysteгesis bands and шachine paraшeteгs," ЈЕЕЕ Tгaпsactioпs оп Jпustl' . Electl'., vo1. 48, 110. З, рр. 545 -55З, Јнпе 2001 [Н16Ј Е . Monшasson, А. Naassani, Ј. Luis "Extension of the DTC concept," !ЕЕЕ Тi'aпsactions оп Jndustг.Electг., vo1. 48 , no. З , рр. 715-717, Јнnе 2001 [Н17Ј D. Te1foгd, М. Dшmigan, В. Williaшs" А nove1 toгque -ripp1e гeductio11 stгategy fог diгect toгque contгo1 , " ЈЕЕЕ Tmnsactions оп Jпdustг. Electl'. , vo1. 48, по. 4, рр. 867-870, Augнst 2001 [Н 18Ј К. Lee, Ј. Song, I. Choy, Ј. У оо " Iшproveшent of 1ow-speed opeгation perfonnar:ce of DTC for tllree -1eve1 i11 veгter-fed i11duction шоtогs , " ," ЈЕЕЕ Tгansactioпs оп Jnd. Electг., vo1. 48, no. 5, рр. 1006-1014, October 2001 [Н 19Ј D. Casadei, G. Sегга , А. Ta11i "The нsе of шatrix conveгters in diгect torque contro1 of iпdнction шachi11es," !ЕЕЕ Tгansactions оп lnd. Electг. , vo1. 48 , 110. б , рр. 1057-1064, Deceшber 2001 [Н20Ј N. Idris, А. Yatiш " An iшproved stator flнx estiшatio11 i11 steady-state operatio11 for direct torque co11tro1 of i11ductio11 шachi11es, " ," !ЕЕЕ Tгansactioпs оп Jndust. Ар р!. , vo1. З 8, no.1, рр . 110-116, Ja11uaгy/Febmaгy 2002 [Н21ЈК. Lee. Ј. So11g, I. Choy, Ј. Уоо "Torque ripple reductio11 i11 DTC ofindнctio11шotor drive11 Ьу three -level inveгteг with low switching frequeпcy," ," ЈЕЕЕ Тi'aпsactions оп Роwег Elect1', vol. 17, 110. 2, рр. 255-264, March 2002 [IlJ М. Peter, F. Erich, "Digital Iшpleшe11tatio11 ofPredictive Direct Co11trol Algorithшs for Inductioп Motors" , i11 Ргос. !ЕЕЕ JSJE '97, рр. 19- 25 , 1997 160 8. Lista ,-е erenci [I2] Т. Habetleг, F. Ргоfшпо , М. Pastorelli , L. То!Ьегt "Direct torque contгol of indllction шachines using space vector шodlllation," ," IEEE Transactions оп lnd. Appl., vol . 28, no. 5, рр. 1045-1053, Septeшber/October 1992 [IЗ ] К. Matsuse, Т . Yoshizlltпi, S. Katsllta, S. Taniguchi "High -response flll x control of direct- field -oriented induction шotor with high efficiency taking core loss into accollnt," IEEE Trans.lnd.Applicat., vo1 . 35, no. 1, January/February 1999 [I4] М. E!Ьulik, N. Langovsky, D. Kankaш "Design and Iшpleшentation of а closed-loop observer and adaptive controller for induction motor clrives," ," IEEE Tгans. ој lnd. Applications, vol . 34, no. 3, рр.435-443 , May/Jllne 1998 161 9. Direktno upravljanje asinhronim motorom 9. DODATAK Tabela IX. Podaci о asinhronom motoru Velicina Oznaka Vrednost N ominalna snaga р п 7.5kW Nominalna struja !,, 16А N ominalni napon И,, 380V Faktor snage соsф 0.76 Nominalna brzina obrtanja n" 1460 o/min Otpoшost statora Rs 2.89W Otpoшost rotora Rr 3.065 w Induktivnost rasipanja statora La-s 8.04 mH Induktivnost rasipanja rotora La-r 20.9 mH Induktivnost magnecenja Lm 0.25 н Broj pari polova р 2